Ответы борд

1 Двухтактные усилители мощности высокой частоты.

Параллельное и двухтактное включение транзисторов.

Применяется для повышения мощности каскадов передатчика.

При двухтактной схеме можно еще в каждое плечо включить несколько транзисторов параллельно.

Рисунок 59

По постоянной составляющей базы транзисторов разделены . Это сделано для того , чтобы можно было производить индивидуальный подбор режима каждого транзистора , т.к. на практике характеристики даже однотипных транзисторов могут отличаться. Транзисторы при совместной работе на общую нагрузку воздействуют друг на друга. Напряжение на контуре можно представить как:

Кажушееся сопротивление нагрузки для каждого из транзисторов будет :

;

;

Из этих выражений следует , что сопротивление для каждого транзистора зависит не только от сопротивления контура R_oe , но также от соотношения токов , протекающих в коллекторных цепях транзисторов . Если токи равны , кажуешееся сопротивление R_oе для каждого из транзисторов будет равно 2R_oe.

Если токи не точно равны и не синфазны , то оба транзистора будут нагружены на различные комплексные сопротивления даже при настроенном контуре. Поэтому при отсутствии симметрии транзисторы будут работать в невыгодном для них режиме, т.е. будут отдавать пониженную , против номинальной, мощность и ожидаемого выигрыша в мощности , пропорционального числу транзисторов не получится.

Недостатки схемы с параллельным включением:

1. Необходима срогая синфазность и равенство коллекторных токов параллельно включенных транзисторов.

2. Увеличивается вероятность возникновения неисправностей (падает надежность передатчика).

3. Увеличивается вероятность паразитных колебаний, т.к. увеличивается входная , выходная и проходная емкости. Особенно это плохо для КВ и УКВ.

Обычно применяют параллельное включение двух и реже трех и более транзисторов.

Расчет режима усилителя при параллельном включении n-транзисторов производят вначале для одного транзистора. Затем, пологая полную симметрию , считают что J_k1 и P₁ будут в n-раз большими. Необходимое сопротивление R_oe контура (чтобы избежать перенапряженного режима) следует увеличивать в n-раз.

Двухтактная схема включения транзисторов.

Рисунок 60. Двухтактная схема включения транзисторов

Для второй гармоники

Рисунок 61

Рисунок 62

Напряжения на базы VT₁ и VT₂ подаются со сдвигом на 180 градусов. Поэтому, если у верхнего транзистора VT₁ ток первой гармонически протекает от коллектора через контур к эмиттеру, то у нижнего VT₂ в тот же момент времени ток будет протекать от эмиттера к коллектору (см. рисунок). В общем проводе, соединяющем середину контура с эмиттерами транзисторов, протекает разность токов первой гармоники и, если токи равны и синфазны, они будут полностью компенсировать друг друга в общем проводе. Это справедливо для общего провода. Зато в самом контуре токи и создают результирующий ток , а конденсаторы заряжаются так, что общее напряжение увеличивается, примерно, вдвое.

Для нормальной работы двухтактного УМ необходимо заземлить середину емкостной ветви. Токи четных гармоник и в общем проводе складываются, а фильтрация их на землю проводится через конденсаторы и (поэтому середину их и заземляют). Недопустимо одновременное заземление середины емкостной и индуктивной ветвей. На катушке существует точка, в которой напряжение рабочей частоты равно нулю. К ней и подключается дроссель L_др коллекторной цепи, через который поступает напряжения питания Е_К. Индуктивность L_др и емкости С­_бл выбирают в 5-10 раз меньшими, чем это требуется для однотактной схемы последовательного питания.

На фидерном трансформаторе:

Распишем токи транзисторов VT₁ и VT₂

;

.

В общей нагрузке, при включении фидерного трансформатора, при равенстве и имеем:

в точках “с” и “б” ;

В общем проводе фидерного трансформатора:

.

Особенность фидерного транзистора в том, что он должен быть строго симметричным и емкостная связь между первичной и вторичной обкладкой должна быть минимальной.

Требования к симметричности режима транзисторов остаются такими же, как и при параллельном включении. При полной симметрии кажущееся сопротивления для обоих транзисторов равно 0,5 R_ое, т. е. .

Расчет режима двухтактной схемы рекомендуется производить вначале для одного транзистора. После этого, для всего усилителя определяют сопротивление нагрузки R_ое, напряжение на контуре U_mк, и мощность Р₁; они будут в два раза большими, чем найденные из расчета режима одного транзистора.

Достоинства двухтактной схемы:

1. Увеличивается полезная мощность Р₁ в нагрузке.

2. Ослабляется содержание четных гармоник (при использовании фидерного трансформатора.)

3. Схема удобна при согласовании с симметричным фидером.

4. При двухтактной схеме уменьшаются потери в заградительном дросселе L_др, так как он включается в среднюю точку контура, где напряжение ВЧ стремится к нулю.

Недостатки двухтактной схемы:

1. Уменьшается надежность передатчика (число транзисторов увеличивается).

2. Увеличивается вероятность паразитных колебаний.

3. Необходимость подбора и контроля за симметричностью транзисторов или ламп.

Следует отметить, что в последнее время в связи возросшими требованиями к надежности аппаратуры часто вместо двухтактных схем переходят к мощным однотактным ступеням. Кроме того, на крупных радиоцентрах применяется несимметричные фидеры, так что это преимущество двухтактной схемы не является преобладающим.

Схема перехода от однотактного каскада к двухтактому.

Рисунок 63

2 Выбор угла отсечки коллекторного тока при базовой модуляции.

Для повышения КПД используют режим с углом отсечки коллекторного тока . При работе с отсечкой для обеспечения, примерно, гармонической формы колебания на выходе используют двухтактные схемы. Число транзисторов в плече двухтактного усилителя не превосходит двух из-за большого разброса параметров; чаще используют по одному. На практике используют различные схемы сложения мощностей [5].

Ориентировочное значение номинальной мощности, требуемой от транзистора предыдущего каскада, можно определить из соотношения:

,

где индекс k–1 относится к предыдущему каскаду.

Зная общий коэффициент усиления по мощности всех ступеней, можно определить мощность, требуемую от автогенератора

,

где i=k–l число каскадов усиления.

Для повышения стабильности частоты передатчика на транзисторах мощность автогенератора не должна превышать десятков мВт, а частота кварцевого резонатора для получения относительной нестабильности частоты δ≤10^-5 не должна превышать 10 МГц.

Отношение частот выходного каскада и задающего генератора определяет коэффициент умножения частоты в промежуточных каскадах.

В передатчиках с частотной модуляцией умножители применяют для повышения девиации частоты.

Поскольку энергетические показатели умножителей частоты хуже, чем усилителей мощности, в режиме умножения частоты обычно ставят первые маломощные каскады. Как правило, применяют умножение на два или на три.

На этом заканчивается составление ориентировочной структурной схемы передатчика.

Структурная схема должна быть утверждена руководителем проектирования.

Угол отсечки коллекторного тока на высокой частоте при коллекторной модуляции выбирают в пределах Уменьшение угла отсечки приводит к снижению коэффициента усиления каскада по мощности К_р. Кроме того, ухудшается режим входной цепи – требуется большее напряжение возбуждения .

В простейшем случае, когда модулирующий сигнал является гармоническим, напряжение смещения можно записать , а полное напряжение на базе с учетом напряжения возбуждения . Из рисунка 6.15 видим, что при изменении напряжения смещения, т.е. при изменении положения рабочей точки, происходит одновременное изменение высоты импульса коллекторного тока и его угла отсечки, что приводит к эффективному изменению амплитуды первой гармоники коллекторного тока, в чем и заключается эффект модуляции высокочастотного сигнала.

Рисунок 6.15

Следует помнить, что эффект модуляции имеет место лишь при работе с отсечкой коллекторного тока, в случае же работы без отсечки коллекторного тока, т.е. в линейном режиме, амплитуда первой гармоники коллекторного тока меняться не будет, и только постоянная составляющая коллекторного тока будет меняться по закону модулирующего сигнала.

Отметим также, что при базовой модуляции недопустим заход в перенапряженный режим, так как в этом режиме первая гармоника коллекторного тока слабо зависит от величины напряжения смещения и характер этой зависимости сугубо нелинейный.

Поэтому в дальнейшем будем иметь в виду, что модуляция осуществляется при работе с отсечкой коллекторного тока в области недонапряженного режима. С другой стороны известно, что недонапряженный режим обладает рядом недостатков, из которых главный – низкое использование коллекторного питания, и, как следствие, низкий к.п.д. коллекторной цепи. Поэтому стремятся сделать режим по возможности близким к критическому. Фактически максимальный режим при базовой модуляции делают критическим.

Методика расчета генератора с базовой модуляцией.

Расчет каскада начинают с максимального режима, принимая напряженность режима критической. Мощность, которую должен отдать транзистор в максимальном режиме, определяют по формуле

,

где P_Ан – мощность по первой гармонике, требуемая от транзистора в несущем режиме на входе антенны.

Транзистор при базовой модуляции нужно выбирать с номинальной мощностью не меньшей, чем рассчитанная мощность для максимального режима.

Известно, что при базовой модуляции статическая модуляционная характеристика имеет три участка: нижний нелинейный участок при углах отсечки от 0 до 30°, средний линейный, и верхний нелинейный участок при углах отсечки более 120. Для полного использования линейного участка СМХ и получения при этом максимально возможной глубины неискаженной модуляции, угол отсечки в максимальном режиме нужно выбирать в районе 110‑120, т.е. на верхнем краю участка.

С учетом сказанного, а также исходя из общих положений теории генераторов с внешним возбуждением, выбирается конкретный тип транзистора и производится энергетический расчет генератора на максимальную мощность по методике, изложенной в разделе 6.2.

В результате расчета определяются токи, напряжения, мощности, к.п.д, сопротивление нагрузки и т.д.

В частности, становятся известными величины , , , , , которые необходимы для построения статической модуляционной характеристики.

При базовой модуляции СМХ есть зависимость при . Одновременно представляют интерес и зависимости , . Рассмотрим, как получить эти зависимости.

Для грубой оценки положения СМХ можно принять ее линейной и построить по двум точкам: точке максимального режима , и точке запирания каскада , . Напряжение запирания при этом определяется по формуле

,

где – напряжение отсечки транзистора; – напряжение возбуждения, рассчитанное в максимальном режиме и остающееся постоянным в процессе модуляции.

Упрощенная СМХ будет выглядеть как представлено на рисунке 6.16.

Рисунок 6.16

Такая СМХ позволяет приближенно оценить многие параметры режима модуляции, но не отражает искажений, возникающих при базовой модуляции.

Более реальную СМХ можно рассчитать, воспользовавшись известной формулой , где – крутизна транзистора;

.

Формула эта справедлива при работе транзистора на низких частотах, но она фактически употребляется и при работе на средних и высоких частотах, только в ней необходимо подставлять эффективную крутизну транзистора на рабочей частоте и использовать для определения высокочастотный угол отсечки .

Воспользовавшись известными из расчета максимального режима величинами , , , определяем эффективную крутизну транзистора

.

Одновременно зная и определяем низкочастотный угол отсечки в максимальном режиме.

.

Учитывая, что низкочастотный и высокочастотный углы отсечки связаны почти линейно [19], построим график зависимости в виде прямой на рисунке 6.17 для нашего случая.

Рисунок 6.17

Далее задаем разные значения и для каждого их этих значений определяем по формуле

.

Затем по таблицам определяем , а воспользовавшись графиком (рисунок 6.17) определяем . По низкочастотному углу отсечки определяем соответствующее напряжение смещения

.

Таким образом, каждому заданному поставим в соответствие некоторое смещение , т. е. получим СМХ.

Одновременно рассчитываются величины:

, .

По результатам расчета строим реальную СМХ (рисунок 6.18).

Рисунок 6.18

В реальной статической модуляционной характеристике верхняя точка соответствует максимальному режиму.

Вычисляем первую гармонику тока коллектора для несущего режима и откладываем это значение на графике (рисунок 6.18). Проекция этой точки на ось Е_б определяет напряжение смещения в несущем режиме Е_бн.

Теперь определяется амплитуда необходимого модулирующего напряжения на базе транзистора. Если отрезок равен , то получим смещение, соответствующее минимальному режиму , и по этой точке определяем . По соотношению величин , , можно оценить искажения при модуляции. Если , т.е. модуляция вверх и вниз идет симметрично - искажения отсутствуют. В противном случае можно вычислить глубину модуляции вверх и вниз соответственно

, ,

относительная разность которых определяет величину искажений при модуляции

.

Требуемую мощность модулятора оцениваем по формуле

,

где .

Остается еще сделать ряд замечаний, касающихся особенностей базовой модуляции. Отметим, что для максимального режима должна быть сделана проверка на выполнение неравенств

,

.

Несущий режим является самым тяжелым для транзистора с точки зрения рассеиваемой на нем мощности. Поэтому необходима проверка

,

где , .

В минимальном режиме проводится проверка цепи базы на максимальное обратное напряжение

.

В радиопередатчиках малой мощности на транзисторах применяется базовая модуляция. При базовой модуляции в такт с модулирующим сигналом изменяется напряжение смещения на базе [6]

E_б = E_бн +U(W )×cosW t.

При этом амплитуда напряжения возбуждения U_mб и напряжения коллекторного питания E_к остаются постоянными [2;6].

Схема базовой модуляции:

Рис. 3.3

При базовой модуляции:

E_бн = const.

U(W t) = U(W )×cosW t.

При E_б = E_бн – модуляции нет.

При E_б = E_бн +U(W )×cosW t – есть модуляция.

Мгновенное напряжение на базе

e_б = U_mб×cosw t+ E_бн + U(W )×cosW t.

Для транзисторов максимальный режим – это критический режим: угол отсечки коллекторного тока q_к=100° ¸ 120°. При этом

J_к1 = J_mк ×a₁;

J_к0 = J_mк×a₀;

Поскольку в транзисторных каскадах для установления рабочей точки применяется открывающее смещение, то углы отсечки q_к в недонапряженном режиме достигают 100°¸120°. Поэтому, несмотря на то, что J_mк соответствует у транзистора Е_б значения токов J_к1, J_к0 не соответствуют Е_б из-за нелинейности a₀(q_к ) и a₁(q_к ) (рис.3.4).

Рис. 3.4

Это указывает на то, что базовая модуляция приводит к нелинейной СМХ.

Кроме того, получаются низкие энергетические показатели, т.е. также как и в ламповом варианте КПД невысокий.

Чтобы уменьшить нелинейные искажения в модуляторах на транзисторах используют открывающее смещение, т.е. для n-p-n транзистора это будет положительное смещение.

Приведем СМХ для транзисторного модулятора (рис. 3.5).

Рис. 3.5

Е_б устанавливается в середине линейного участка СМХ, т.е. J_к1 = f (Е_б).

Далее все расчетные соотношения при базовой модуляции ведутся аналогично сеточной модуляции смещением, учитывая при этом граничную частоту транзистора и допустимые мощности рассеяния его электродов .