Занимательные эксперименты: некоторые возможности полевого транзистора

Журнал "Радио", номер 11, 1998г. Автор: Б.Иванов

    Известно, что входное сопротивление биполярного транзистора зависит от сопротивления нагрузки каскада, сопротивления резистора в цепи эмиттера и коэффициента передачи тока базы. Порою оно бывает сравнительно небольшим, усложняя согласование каскада с источником входного сигнала. Эта проблема полностью отпадает, если использовать полевой транзистор, - его входное сопротивление достигает десятков и даже сотен мегаом. Чтобы поближе познакомиться с полевым транзистором, проделайте предлагаемые эксперименты.

    Немного о характеристиках полевого транзистора. Как и у биполярного, у полевого три электрода, но называют их иначе: затвор (аналогичен базе), сток (коллектор), исток (эмиттер). По аналогии с биполярными полевые транзисторы бывают разной "структуры": с р-каналом и n-каналом. В отличие от биполярных они могут быть с затвором в виде p-n перехода и с изолированным затвором. Наши эксперименты коснутся первых из них.

    Основой полевого транзистора служит пластина кремния (затвор), в которой имеется тонкая область, называемая каналом (рис. 1,а). По одну сторону канала расположен сток, по другую - исток. При подключении к истоку транзистора плюсового, а к стоку минусового выводов батареи питания GB2 (рис. 1,б) в канале возникает электрический ток. Канал в этом случае обладает максимальной проводимостью.

    Стоит подключить еще один источник питания - GB1 - к выводам истока и затвора (плюсом к затвору), как канал "сужается", вызывая увеличение сопротивления в цепи сток-исток. Сразу же уменьшается ток в этой цепи. Изменением напряжения между затвором и истоком регулируют ток стока. Причем в цепи затвора тока нет, управление током стока осуществляется электрическим полем (вот почему транзистор называют полевым), создаваемым приложенным к истоку и затвору напряжением.

    Сказанное относится к транзистору с р-каналом, если же транзистор с n-каналом, полярность питающего и управляющего напряжений изменяется на обратную (рис. 1,в).

    Чаще всего можно встретить полевой транзистор в металлическом корпусе - тогда, кроме трех основных выводов, у него может быть и вывод корпуса, который при монтаже соединяют с общим проводом конструкции.

    Один из параметров полевого транзистора - начальный ток стока (I_{с нач} ), т. е. ток в цепи стока при нулевом напряжении на затворе транзистора (на рис. 2,а движок переменного резистора в нижнем по схеме положении) и при заданном напряжении питания.

    Если плавно перемещать движок резистора вверх по схеме, то по мере роста напряжения на затворе транзистора ток стока уменьшается (рис. 2,б) и при определенном для данного транзистора напряжении снизится практически до нуля. Напряжение, соответствующее этому моменту, называют напряжением отсечки (U_ЗИотс ).

    Зависимость тока стока от напряжения на затворе достаточно близка к прямой линии. Если на ней взять произвольное приращение тока стока и поделить его на соответствующее приращение напряжения между затвором и истоком, получим третий параметр - крутизну характеристики (S). Этот параметр нетрудно определить и без снятия характеристики или поиска его в справочнике. Достаточно измерить начальный ток стока, а затем подключить между затвором и истоком, скажем, гальванический элемент напряжением 1,5 В. Вычитаете получившийся ток стока из начального и делите остаток на напряжение элемента - получите значение крутизны характеристики в миллиамперах на вольт.

    Знание особенностей полевого транзистора дополнит знакомство с его стоковыми выходными характеристиками (рис. 2,в). Снимают их при изменении напряжения между стоком и истоком для нескольких фиксированных напряжений на затворе. Нетрудно заметить, что до определенного напряжения между стоком и истоком выходная характеристика нелинейна, а затем в значительных пределах напряжения практически горизонтальна.

    Конечно, для подачи напряжения смещения на затвор отдельный источник питания в реальных конструкциях не применяют. Смещение образуется автоматически при включении в цепь истока постоянного резистора нужного сопротивления.

    А теперь подберите несколько полевых транзисторов серий КП103 (с р-каналом), КП303 (с n-каналом) с разными буквенными индексами и потренируйтесь в определении их параметров, пользуясь приведенными схемами.

    Полевой транзистор - сенсорный датчик. Слово "сенсор" означает чувство, ощущение, восприятие. Поэтому можем считать, что в нашем эксперименте полевой транзистор будет выступать в роли чувствительного элемента, реагирующего на прикосновение к одному из его выводов.

    Помимо транзистора (рис. 3), например, любого из серии КП103, понадобится омметр с любым диапазоном измерений. Подключите щупы омметра в любой полярности к выводам стока и истока - стрелка омметра покажет небольшое сопротивление этой цепи транзистора.

    Затем коснитесь пальцем вывода затвора. Стрелка омметра резко отклонится в сторону увеличения сопротивления. Произошло это потому, что наводки электрического тока изменили напряжение между затвором и истоком. Увеличилось сопротивление канала, которое и зафиксировал омметр.

    Не отнимая пальца от затвора, попробуйте коснуться другим пальцем вывода истока. Стрелка омметра вернется в первоначальное положение - ведь затвор оказался соединенным через сопротивление участка руки с истоком, а значит, управляющее поле между этими электродами практически исчезло и канал стал токопроводящим.

    Эти свойства полевых транзисторов нередко используют в сенсорных выключателях, кнопках и переключателях.

    Полевой транзистор - индикатор поля. Немного измените предыдущий эксперимент - приблизьте транзистор выводом затвора (либо корпусом) возможно ближе к сетевой розетке или включенному в нее проводу работающего электроприбора. Эффект будет тот же, что и в предыдущем случае - стрелка омметра отклонится в сторону увеличения сопротивления. Оно и понятно - вблизи розетки или вокруг провода образуется электрическое поле, на которое и среагировал транзистор.

    В подобном качестве полевой транзистор используется как датчик устройств для обнаружения скрытой электропроводки или места обрыва провода в новогодней гирлянде - в этой точке напряженность поля возрастает.

    Удерживая транзистор-индикатор вблизи сетевого провода, попробуйте включить и выключить электроприбор. Изменение электрического поля зафиксирует стрелка омметра.

    Полевой транзистор - переменный резистор. Подключив между затвором и истоком цепь регулировки напряжения смещения (рис. 4), установите движок резистора в нижнее по схеме положение. Стрелка омметра, как и в предыдущих экспериментах, зафиксирует минимальное сопротивление цепи сток-исток.

    Перемещая движок резистора вверх по схеме, вы можете наблюдать плавное изменение показаний омметра (увеличение сопротивления). Полевой транзистор превратился в переменный резистор с очень широким диапазоном изменения сопротивления независимо от номинала резистора в цепи затвора. Полярность подключения омметра значения не имеет, а вот полярность включения гальванического элемента придется изменить, если будет использоваться транзистор с n-каналом, например, любой из серии КП303. Полевой транзистор - стабилизатор тока. Для проведения этого эксперимента (рис. 5) понадобится источник постоянного тока напряжением 15...18 В (четыре последовательно соединенные батареи 3336 или сетевой блок питания), переменный резистор сопротивлением 10 или 15 кОм, два постоянных резистора, миллиамперметр с пределом измерения 3-5 мА, да полевой транзистор. Вначале установите движок резистора в нижнее по схеме положение, соответствующее подаче на транзистор минимального питающего напряжения - около 5 В при указанных на схеме номиналах резисторов R2 и R3. Подбором резистора R1 (если это понадобится) установите ток в цепи стока транзистора 1,8...2,2 мА. Перемещая движок резистора вверх по схеме, наблюдайте за изменением тока стока. Может случиться, что он вообще останется прежним либо незначительно увеличится. Иначе говоря, при изменении питающего напряжения от 5 до 15...18 В ток через транзистор будет автоматически поддерживаться на заданном (резистором R1) уровне. Причем точность поддержания тока зависит от первоначально установленного значения - чем оно меньше, тем выше точность. Утвердиться в этом выводе поможет анализ стоковых выходных характеристик, приведенных на рис. 2,в.

    Подобный каскад называют источником тока или генератором тока. Его можно встретить в самых разнообразных конструкциях.

Импульсные понижающие стабилизаторы

Ю. СЕМЕНОВ, г. Ростов-на-Дону 

 В предлагаемой вниманию читателей статье описаны два импульсных понижающих стабилизатора: на дискретных элементах и на специализированной микросхеме. Первое устройство разработано для питания автомобильной аппаратуры напряжением 12 Вот 24-вольтной бортовой сети грузовых автомобилей и автобусов. Второе устройство — основа для лабораторного источника питания.

Импульсные стабилизаторы напряжения (понижающие, повышающие и инвертирующие) занимают особое место в истории развития силовой электроники. Еще не так давно каждый источник питания с выходной мощностью более 50 Вт имел в своем составе понижающий импульсный стабилизатор. Сегодня область применения подобных устройств сократилась в связи с удешевлением источников питания с бестрансформаторным входом. Тем не менее применение импульсных понижающих стабилизаторов в ряде случаев оказывается экономически более выгодным, чем каких-либо других преобразователей постоянного напряжения.

Функциональная схема понижающего импульсного стабилизатора показана на рис. 1, а временные диаграммы, поясняющие его работу в режиме непрерывного тока дросселя L, ≈ на рис. 2. Во время t_вкл электронный коммутатор S замкнут и ток протекает по контуру: плюсовой вывод конденсатора С_вх, резистивный датчик тока R_дт, накопительный дроссель L, конденсатор С_вых, нагрузка, минусовый вывод конденсатора С_вх. На этом этапе ток дросселя l_L равен току электронного коммутатора S и практически линейно увеличивается от l_Lmin до l_Lmax.

По сигналу рассогласования от узла сравнения либо по сигналу перегрузки от датчика тока или по их сочетанию генератор переводит электронный коммутатор S в разомкнутое состояние. Поскольку ток через дроссель L мгновенно измениться не может, то под действием ЭДС самоиндукции откроется диод VD и ток l_L потечет по контуру: катод диода VD, дроссель L, конденсатор С_ВыХ, нагрузка, анод диода VD. Во время t_lKл, когда электронный коммутатор S разомкнут, ток дросселя l_L совпадает с током диода VD и линейно уменьшается от

l_Lmax до l_{L min}. За Период Т конденсатор С_вых получает и отдает приращение заряда ΔQ_свых. соответствующее заштрихованной области на временной диаграмме тока l_L [1]. Это приращение и определяет размах напряжения пульсаций ΔU_Свых на конденсаторе С_вых и на нагрузке.

При замыкании электронного коммутатора диод закрывается. Этот процесс сопровождается резким увеличением тока коммутатора до значения I_smax из-за того, что сопротивление цепи ≈ датчик тока, замкнутый коммутатор, восстанавливающийся диод ≈ очень мало. Для уменьшения динамических потерь следует применять диоды с малым временем обратного восстановления. Кроме того, диоды понижающих стабилизаторов должны выдерживать большой обратный ток. С восстановлением закрывающих свойств диода начинается следующий период преобразования.

Если импульсный понижающий стабилизатор работает при малом токе нагрузки, возможен его переход в режим прерывистого тока дросселя. В этом случае ток дросселя к моменту замыкания коммутатора прекращается и его увеличение начинается от нуля. Режим прерывистого тока нежелателен при токе нагрузки, близком к номинальному, поскольку в этом случае возникают повышенные пульсации выходного напряжения. Наиболее оптимальна ситуация, когда стабилизатор работает в режиме непрерывного тока дросселя при максимальной нагрузке и в режиме прерывистого тока, когда нагрузка уменьшается до 10...20% от номинальной.

Выходное напряжение регулируют изменением отношения времени замкнутого состояния коммутатора к периоду следования импульсов. При этом, в зависимости от схемотехники, возможны различные варианты реализации способа управления. В устройствах с релейным регулированием переход от включенного состояния коммутатора к выключенному определяет узел сравнения. Когда выходное напряжение больше заданного, коммутатор выключен, и наоборот. Если зафиксировать период следования импульсов, то выходное напряжение можно регулировать изменением длительности включенного состояния коммутатора. Иногда используют методы, при которых фиксируют либо время замкнутого, либо время разомкнутого состояния коммутатора. В любом из способов регулирования необходимо ограничивать ток дросселя на этапе замкнутого состояния коммутатора для защиты от перегрузки по выходу. Для этих целей применяют резистивный датчик или импульсный трансформатор тока.

Выбор основных элементов импульсного понижающего стабилизатора и расчет их режимов проведем на конкретном примере. Все соотношения, которые при этом используются, получены на основе анализа функциональной схемы и временных диаграмм, а за основу взята методика [1].

Пусть необходимо рассчитать импульсный понижающий стабилизатор со следующими параметрами: U_BX=18...32 В, U_lx=12B, I_вых=5А.

1. На основе сравнения исходных параметров и предельных допустимых значений тока и напряжения ряда мощных транзисторов и диодов предварительно выбираем биполярный составной транзистор КТ853Г (электронный коммутатор S) и диод КД2997В (VD) [2, 3].

2. Рассчитаем минимальный и максимальный коэффициенты заполнения:

γ_min=t_{и min} /T_min=(U_BыX+U_пр)/(U_{BX max}+U_sвкл ≈ U_RдТ+U_пр)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42;

γ_mах = t_{и max} /T_max = (U_Bыx+U_пp)/(U_{Bx min} - U_sbкл -U_Rдт+U_пp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, где U_пp=0,8 В ≈ прямое падение напряжения на диоде VD, полученное из прямой ветви ВАХ для тока, равного I_ВыХ в наихудшем случае; U_sbкл = 2 В ≈ напряжение насыщения транзистора КТ853Г, выполняющего функцию коммутатора S, при коэффициенте передачи тока в режиме насыщения h_21э = 250; U_RдТ = 0,3 В ≈ падение напряжения на датчике тока при номинальном токе нагрузки.

3. Выбираем максимальную и минимальную частоту преобразования.

Этот пункт выполняется, если период следования импульсов не постоянен. Выбираем способ управления с фиксированной длительностью разомкнутого состояния электронного коммутатора. При этом выполняется условие: t=( 1 - γ_max)/f_min = ( 1 -γ_min)/f_max=const.

Поскольку коммутатор выполнен на транзисторе КТ853Г, который имеет плохие динамические характеристики, то максимальную частоту преобразования выберем сравнительно низкой: f_max=25 кГц. Тогда минимальную частоту преобразования можно определить как

f_min=f_max( 1 - γ_max)/( 1 - γ_min) =25╥10³]( 1 - 0,78)/(1-0,42)=9,48 кГц.

4. Вычислим мощность потерь на коммутаторе.

Статические потери определяются действующим значением тока, протекающим через коммутатор. Поскольку форма тока ≈ трапеция, то I_s = I_вых где α=l_Lmax /l_lx=1,25 ≈ отношение максимального тока дросселя к выходному току. Коэффициент а выбирают в пределах 1,2... 1,6. Статические потери коммутатора P_Scтaт=l_sU_SBKn=3,27-2=6,54 Вт.

Динамические потери на коммутаторе Р_sдин=0,5f_max*U_{BX max}(l_smax*t_ф+α*l_lx*t_cn),

где I_smax ≈ амплитуда тока коммутатора, обусловленная обратным восстановлением диода VD. Приняв l_Smax=2l_BыX, получаем

Р_sдин=0, 5f_max*U_{BX max *}I_вых( 2t_ф+ α∙ t_cn )=0,5*25*10³*32*5(2*0,78-10^-6+1,25-2-10^-6)=8,12 Вт, где t_ф=0,78*10^-6 с ≈ длительность фронта импульса тока через коммутатор, t_cn=2*10^-6 с ≈ длительность спада.

Общие потери на коммутаторе составляют: Р_s=Р_scтат+Р_sдин=6,54+8,12=14,66 Вт.

Если бы преобладающими на коммутаторе были статические потери, расчет следовало проводить для минимального входного напряжения, когда ток дросселя максимален. В случае, когда трудно прогнозировать преобладающий вид потерь, их определяют как при минимальном, так и при максимальном входном напряжении.

5. Рассчитываем мощность потерь на диоде.

Поскольку форма тока через диод ≈ также трапеция, его действующее значение определим как Статические потери на диоде P_vDcTaT=l_vD╥U_пр=3,84-0,8=3,07 Вт.

Динамические потери диода обусловлены в основном потерями при обратном восстановлении: Р_VDдин=0,5f_max*l_smax*U_{Bx max}*t_oB*f_max*l_Bыx*U_{вх max} *t_oв=25-10³ -5-32*0,2*10^-6=0,8 Вт, где t_OB=0,2-1C^-6 с ≈ время обратного восстановления диода.

Суммарные потери на диоде составят: P_VD=P_МDcтaт+P_VDдин=3,07+0,8=3,87 Вт.

6. Выбираем теплоотвод.

Основная характеристика теплоотвода ≈ его тепловое сопротивление, которое определяется как отношение между разностью температур окружающей среды и поверхности теплоотвода к рассеиваемой им мощности: R_г=ΔТ/Р_расс. В нашем случае следует закрепить коммутирующий транзистор и диод на одном теплоотводе через изолирующие прокладки. Чтобы не учитывать тепловое сопротивление прокладок и не усложнять расчет, температуру поверхности выбираем низкой, примерно 70╟С. Тогда при температуре окружающей среды 40╟СΔТ=70-40=30╟С. Тепловое сопротивление теплоотвода для нашего случая R_t=ΔT/(P_s+P_vd)=30/(14,66+3,87)=1,62╟С/Вт.

Тепловое сопротивление при естественном охлаждении приводят, как правило, в справочных данных на теплоотвод. Для уменьшения габаритов и массы устройства можно применить принудительное охлаждение с помощью вентилятора.

7. Рассчитаем параметры дросселя.

Вычислим индуктивность дросселя:

L= (U_{BX max} - U_sbkл-U_Rдт - U_Bых)γ_min /[2I_выx*f_max(α-1)]=(32-2-0,3-12)*0,42/[2*5*25*10³ (1,25-1)]=118,94 мкГн.

В качестве материала магнитопровода выбираем прессованный Мо-пермаллой МП 140 [4]. Переменная составляющая магнитного поля в магнитопроводе в нашем случае такова, что потери на гистерезис не являются ограничивающим фактором. Поэтому максимальную индукцию можно выбрать на линейном участке кривой намагничивания вблизи точки перегиба. Работа на криволинейном участке нежелательна, поскольку при этом магнитная проницаемость материала будет меньше по сравнению с начальной. Это, в свою очередь, повлечет за собой уменьшение индуктивности по мере увеличения тока дросселя. Выбираем максимальную индукцию В_m равной 0,5 Тл и вычисляем объем магнитопровода:

Vp=μμ₀*L(αI_выx)²/B_m²=140*4π*10^-7*118,94* 10^-6(1,25-5)²0,5²=3,27 см³, где μ=140 ≈

начальная магнитная проницаемость материала МП140; μ₀=4π*10^-7 Гн/м ≈ магнитная постоянная.

По вычисленному объему выбираем магнитопровод. Из-за конструктивных особенностей магнитопровод из пермаллоя МП140 выполняют, как правило, на двух сложенных кольцах. В нашем случае подходят кольца КП24х13х7. Площадь поперечного сечения магнитопровода Sc=20,352 =0,7 см², а средняя длина магнитной линии λс=5,48 см. Объем выбранного магнитопровода составляет:

VC=SC* λс=0,7*5,48=3,86 cm³>Vp.

Рассчитываем число витков: Принимаем число витков равным 23.

Диаметр провода с изоляцией определим исходя из того, что обмотка должна уложиться в один слой, виток к витку по внутренней окружности магнитопровода: d_из=πd_Kk₃/w=π*13-0,8/23= 1,42 мм, где d_K=13 мм ≈ внутренний диаметр магнитопровода; к₃=0,8 ≈ коэффициент заполнения окна магнитопровода обмоткой.

Выбираем провод ПЭТВ-2 диаметром 1,32 мм.

Перед тем как наматывать провод, магнитопровод следует изолировать пленкой ПЭТ-Э толщиной 20 мкм и шириной 6...7 мм в один слой.

8. Вычислим емкость выходного конденсатора: C_Bыx=(U_{BX max}-U_sBкл - U_Rдт) *γ_min/[8*ΔU_CBыx*L*f_max²]=(32-2-0,3)*0,42/ [8*0,01*118,94*10^-6(25*10³)²]=1250 мкФ, где ΔU_Свыx=0,01 В ≈ размах пульсаций на выходном конденсаторе.

Приведенная формула не учитывает влияния внутреннего, последовательного сопротивления конденсатора на пульсации. С учетом этого, а также допуска 20% на емкость оксидных конденсаторов выбираем два конденсатора К50-35 на номинальное напряжение 40 В емкостью 1000 мкФ каждый. Выбор конденсаторов с завышенным номинальным напряжением связан с тем, что с увеличением этого параметра у конденсаторов уменьшается последовательное сопротивление.

Схема, разработанная в соответствии с полученными в ходе расчета результатами, показана на рис. 3. Рассмотрим работу стабилизатора подробнее. Во время открытого состояния электронного коммутатора ≈ транзистора VT5 ≈ на резисторе R14 (датчик тока) формируется пилообразное напряжение. Когда оно достигнет определенного значения, откроется транзистор VT3, который, в свою очередь, откроет транзистор VT2 и разрядит конденсатор СЗ. При этом закроются транзисторы VT1 и VT5, а также откроется коммутирующий диод VD3. Ранее открытые транзисторы VT3 и VT2 закроются, но транзистор VT1 не откроется, пока напряжение на конденсаторе СЗ не достигнет порогового уровня, соответствующего напряжению его открывания. Таким образом, будет сформирован временной интервал, в течение которого коммутирующий транзистор VT5 будет закрыт (приблизительно 30 мкс). По окончании этого интервала откроются транзисторы VT1 и VT5 и процесс повторится снова.

Резистор Р. 10 и конденсатор С4 образуют фильтр, подавляющий всплеск напряжения на базе транзистора VT3 из-за обратного восстановления диода VD3.

Для кремниевого транзистора VT3 напряжение база≈эмиттер, при котором он переходит в активный режим, составляет около 0,6 В. В этом случае на датчике тока R14 рассеивается относительно большая мощность. Чтобы уменьшить напряжение на датчике тока, при котором открывается транзистор VT3, на его базу поступает постоянное смещение около 0,2 В по цепи VD2R7R8R10.

На базу транзистора VT4 подается напряжение, пропорциональное напряжению выхода, с делителя, верхнее плечо которого образуют резисторы R15, R12, а нижнее ≈ резистор R13. Цепь HL1R9 формирует образцовое напряжение, равное сумме прямого падения напряжения на светодиоде и эмиттерном переходе транзистора VT4. В нашем случае образцовое напряжение составляет 2,2 В. Сигнал рассогласования равен разности между напряжением на базе транзистора VT4 и образцовым.

Выходное напряжение стабилизируется благодаря суммированию усиленного транзистором VT4 сигнала рассогласования с напряжением на базе транзистора VT3. Предположим, что напряжение на выходе увеличилось. Тогда напряжение на базе транзистора VT4 станет больше образцового. Транзистор VT4 приоткроется и сместит напряжение на базе транзистора VT3 так, что он тоже начнет открываться. Следовательно, транзистор VT3 откроется при меньшем уровне пилообразного напряжения на резисторе R14, что приведет к сокращению интервала времени, при котором коммутирующий транзистор будет открыт. Выходное напряжение при этом будет снижаться.

Если выходное напряжение уменьшится, процесс регулирования будет аналогичен, но происходит в обратном порядке и приводит к увеличению времени открытого состояния коммутатора. Поскольку ток резистора R14 непосредственно участвует в формировании времени открытого состояния транзистора VT5, то здесь, кроме обычной обратной связи по выходному напряжению, имеется обратная связь по току. Это позволяет стабилизировать выходное напряжение без нагрузки и обеспечить быструю реакцию на скачкообразное изменение тока на выходе устройства.

В случае замыкания в нагрузке или перегрузки стабилизатор переходит в режим ограничения тока. Напряжение на выходе начинает уменьшаться при токе 5,5...6 А, а ток замыкания примерно равен 8 А. В этих режимах время открытого состояния коммутирующего транзистора сокращается до минимума, что уменьшает рассеиваемую на нем мощность.

При неправильной работе стабилизатора, вызванной отказом одного из элементов (например, пробоем транзистора VT5), на выходе возрастает напряжение. В этом случае нагрузка может выйти из строя. Для предотвращения аварийных ситуаций преобразователь снабжен узлом защиты, который состоит из тринистора VS1, стабилитрона VD1, резистора R1 и конденсатора С1. Когда выходное напряжение превысит напряжение стабилизации стабилитрона VD1, через него начинает протекать ток, который включает тринистор VS1. Его включение приводит к уменьшению практически до нуля выходного напряжения и перегоранию предохранителя FU1.

Устройство предназначено для питания 12-вольтной аудиоаппаратуры, рассчитанной в основном на легковой автотранспорт, от бортовой сети грузовых автомобилей и автобусов напряжением 24 В. Из-за того, что входное напряжение в этом случае имеет низкий уровень пульсаций, у конденсатора С2 сравнительно небольшая емкость. Она недостаточна при питании стабилизатора непосредственно от сетевого трансформатора с выпрямителем. В этом случае выпрямитель следует снабдить конденсатором емкостью не менее 2200 мкФ на соответствующее напряжение. Трансформатор должен иметь габаритную мощность 80... 100 Вт.

В стабилизаторе применены оксидные конденсаторы К50-35 (С2, С5, С6). Конденсатор СЗ ≈ пленочный К73-9, К73-17 и т. д. подходящих размеров, С4 ≈ керамический с малой собственной индуктивностью, например, К10-176. Все резисторы, кроме R14, ≈ С2-23 соответствующей мощности. Резистор R14 выполнен из отрезка длиной 60 мм константановой проволоки ПЭК 0,8 с погонным сопротивлением примерно 1 Ом/м.

Чертеж печатной платы, выполненной из односторонне фольгированного стеклотекстолита, показан на рис. 4.

Диод VD3, транзистор VD5 и тринистор VS1 прикреплены к теплоотводу через изолирующую теплопроводя-щую прокладку с помощью пластиковых втулок. На этом же теплоотводе закреплена и плата. Внешний вид собранного устройства показан на рис. 5.

ЛИТЕРАТУРА 1. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. ≈ М.: Мир, 1982. 2. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности: Справочник/ А. А. Зайцев, А. И. Миркин, В. В. Мо-кряков и др. Под ред. А. В. Голомедова. ≈ М.: Радио и связь, 1989. 3. Полупроводниковые приборы. Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник/ А. Б. Гитцевич, А. А. Зайцев, В. В. Мокряков и др. Под ред. А. В. Голомедова. ≈ М.: Радио и связь, 1988. 4 http:/ /www. ferrite.ru

Стабилизированный однотактный преобразователь напряжения

Журнал "Радио", номер 3, 1999г. Автор: Ю. Власов, г. Муром Владимирской обл.

    В статье описаны принципы построения и практический вариант простого импульсного стабилизированного преобразователя напряжения, обеспечивающего работу в широком интервале изменения входного напряжения.

    Среди различных источников вторичного электропитания (ИВЭП) с бестрансформаторным входом предельной простотой отличается однотактный автогенераторный преобразователь с "обратным" включением выпрямительного диода [1] (рис. 1).

    Рассмотрим вначале кратко принцип работы нестабилизированного преобразователя напряжения, а затем - способ его стабилизации.

    Трансформатор Т1 - линейный дроссель; интервалы накопления энергии в нем и передачи накопленной энергии в нагрузку разнесены во времени. На рис. 2 показаны: I_I - ток первичной обмотки трансформатора, I_II - ток вторичной обмотки, t_н - интервал накопления энергии в дросселе, t_п - интервал передачи энергии в нагрузку.

    При подключении питающего напряжения U_пит через резистор R1 начинает проходить ток базы транзистора VT1 (диод VD1 препятствует прохождению тока по цепи базовой обмотки, а шунтирующий его конденсатор С2 увеличивает положительную обратную связь (ПОС) на этапе формирования фронтов напряжения). Транзистор приоткрывается, замыкается цепь ПОС через трансформатор Т1, в котором происходит регенеративный процесс накопления энергии. Транзистор VT1 входит в насыщение. К первичной обмотке трансформатора приложено напряжение питания, и ток I_I (ток коллектора I_ктранзистора VT1) линейно нарастает. Ток базы I_Б насыщенного транзистора определяется напряжением на обмотке I_II и сопротивлением резистора R2. На этапе накопления энергии диод VD2 закрыт (отсюда и название преобразователя - с "обратным" включением диода), и потребление мощности от трансформатора происходит только входной цепью транзистора через базовую обмотку.

    Когда ток коллектора I_к достигнет значения:

    I_{К max} = h_21ЭI_Б, (1)

    где h_21Э - статический коэффициент передачи тока транзистора VT1, транзистор выходит из режима насыщения и развивается обратный регенеративный процесс: транзистор закрывается, открывается диод VD2 и энергия, накопленная трансформатором, передается в нагрузку. После уменьшения тока вторичной обмотки вновь начинается этап накопления энергии. Интервал времени t_п максимален при включении преобразователя, когда конденсатор СЗ разряжен, и напряжение на нагрузке равно нулю.

    В [1] показано, что блок питания, собранный по схеме на рис. 1, - функциональный преобразователь источника напряжения питания U_пит в источник тока нагрузки I_н.

    Важно отметить: поскольку этапы накопления энергии и ее передачи разнесены во времени, максимальный ток коллектора транзистора не зависит от тока нагрузки, т. е. преобразователь полностью защищен от замыканий на выходе. Однако при включении преобразователя без нагрузки (режим холостого хода) всплеск напряжения на обмотке трансформатора в момент закрывания транзистора может превысить максимально допустимое значение напряжения коллектор-эмиттер и вывести его из строя.

    Недостаток простейшего преобразователя - зависимость тока коллектора I_{К max}, а следовательно, и выходного напряжения от статического коэффициента передачи тока транзистора VT1. Поэтому параметры источника питания будут значительно отличаться при использовании различных экземпляров.

    Гораздо более стабильными характеристиками обладает преобразователь, использующий "самозащищенный" переключательный транзистор (рис. З).

    Пилообразное напряжение с резистора R3, пропорциональное току первичной обмотки трансформатора, подано на базу вспомогательного транзистора VT2. Как только напряжение на резисторе R3 достигнет порога открывания транзистора VT2 (около 0,6 В), он откроется и ограничит ток базы транзистора VT1, что прервет процесс накопления энергии в трансформаторе. Максимальный ток первичной обмотки трансформатора

    I_{I max} = I_{К max} = 0,6/R3 (2)

    оказывается мало зависящим от параметров конкретного экземпляра транзистора. Естественно, рассчитанное по формуле (2) значение ограничения тока должно быть меньше тока, определенного по формуле (1) для наихудшего значения статического коэффициента передачи тока.

    Теперь рассмотрим вопрос возможности регулирования (стабилизации) выходного напряжения источника питания.

    В [1] показано, что единственный параметр преобразователя, который можно изменять для регулирования выходного напряжения - ток I_{К max}, или, что то же самое, время накопления энергии t_н в трансформаторе, причем узел управления (стабилизации) может только уменьшить ток по сравнению со значением, рассчитанным по формуле (2).

    Формулируя принцип работы узла стабилизации преобразователя, можно определить следующие требования к нему:     - постоянное выходное напряжение преобразователя необходимо сравнивать с образцовым напряжением и, в зависимости от их соотношения, вырабатывать напряжение рассогласования, используемое для управления током I_{К max};     - процесс нарастания тока в первичной обмотке трансформатора следует контролировать и при достижении им некоторого порога, определяемого напряжением рассогласования, прекращать;     - узел управления должен обеспечивать гальваническую развязку между выходом преобразователя и переключательным транзистором.

    Приведенные в [1] схемы узлов управления, реализующих этот алгоритм, содержат компаратор К521САЗ, семь резисторов, транзистор, диод, два стабилитрона и трансформатор. Другие известные устройства, в том числе и телевизионные блоки питания, также достаточно сложны. Между тем, используя самозащищенный переключательный транзистор, можно построить гораздо более простой стабилизированный преобразователь (см. схему на рис. 4).

    Обмотка обратной связи (ОС) III и цепь VD3C4 формируют напряжение обратной связи, пропорциональное выходному напряжению преобразователя.

    Из напряжения обратной связи вычитается образцовое напряжение стабилизации стабилитрона VD4, и полученный сигнал рассогласования подают на резистор R5.

    С движка подстроечного резистора R5 на базу транзистора VT2 поступает сумма двух напряжений: постоянное напряжение управления (часть напряжения рассогласования) и пилообразное напряжение с резистора R3, пропорциональное току первичной обмотки трансформатора. Поскольку порог открывания транзистора VT2 постоянен, увеличение напряжения управления (например, при увеличении напряжения питания U_пит и соответственно увеличении выходного напряжения преобразователя) приводит к уменьшению тока I_I, при котором открывается транзистор VT2, и к уменьшению выходного напряжения. Таким образом, преобразователь становится стабилизированным, и его выходное напряжение в небольших пределах регулируют резистором R5.

    Коэффициент стабилизации преобразователя зависит от отношения изменения выходного напряжения преобразователя к соответствующему ему изменению постоянной составляющей напряжения на базе транзистора VT2. Для повышения коэффициента стабилизации необходимо увеличить напряжение обратной связи (число витков обмотки III) и подобрать стабилитрон VD4 по напряжению стабилизации, меньшему напряжения ОС примерно на 0,5 В. Практически вполне подходят широко распространенные стабилитроны серии Д814 при напряжении ОС около 10 В.

    Следует отметить, что для достижения лучшей температурной стабильности преобразователя необходимо использовать стабилитрон VD4 с положительным ТКН, компенсирующим уменьшение падения напряжения на эмиттерном переходе транзистора VT2 при нагревании. Поэтому стабилитроны серии Д814 оказываются более подходящими, чем прецизионные стабилитроны Д818.

    Число выходных обмоток трансформатора (аналогичных обмотке II) может быть увеличено, т. е. преобразователь можно сделать многоканальным.

    Построенные по схеме на рис. 4 преобразователи обеспечивают хорошую стабилизацию выходных напряжений при изменении входного в очень широких пределах (150...250 В). Однако при работе на переменную нагрузку, особенно в многоканальных преобразователях, результаты получаются несколько хуже, поскольку при изменении тока нагрузки в одной из обмоток происходит перераспределение энергии между всеми обмотками. В этом случае изменение напряжения ОС с меньшей точностью отражает изменение выходного напряжения преобразователя.

    Улучшить стабилизацию при работе на переменную нагрузку можно, если напряжение ОС формировать непосредственно из выходного напряжения. Проще всего это сделать, используя дополнительный маломощный трансформаторный преобразователь напряжения, собранный по любой из известных схем [2].

    Применение дополнительного преобразователя напряжения оправдано и в случае многоканального ИВЭП. Высоковольтный преобразователь обеспечивает получение одного из стабилизированных напряжений (наибольшего из них - при высоком напряжении конденсаторный фильтр на выходе преобразователя более эффективен [1]), а остальные напряжения, в том числе и напряжение ОС, вырабатывает дополнительный преобразователь.

    Для изготовления трансформатора лучше всего применять броневой ферритовый магнитопровод с зазором в центральном стержне, обеспечивающим линейное намагничивание. Если такого магнитопровода нет, для создания зазора можно воспользоваться прокладкой толщиной 0,1...0,3 мм из текстолита или даже бумаги. Возможно также применение и кольцевых магнитопроводов.

    Хотя в литературе и указано, что для рассматриваемых в этой статье преобразователей с "обратным" включением диода выходной фильтр может быть чисто емкостным, применение LC-фильтров позволяет еще более снизить пульсации выходного напряжения.

    Для безопасной эксплуатации ИВЭП следует применять подстроечный резистор (R5 на рис. 4) с хорошей изоляцией движка. Обмотки трансформатора, гальванически связанные с сетевым напряжением, необходимо надежно заизолировать от выходных. Это же касается и других радиоэлементов.

    Как и любой ИВЭП с преобразованием частоты, описываемый источник питания должен быть снабжен электромагнитным экраном и входным фильтром.

    Безопасность налаживания преобразователя обеспечит сетевой трансформатор с коэффициентом трансформации, равным единице. Однако лучше всего использовать последовательно включенные ЛАТР и разделительный трансформатор.

    Включение преобразователя без нагрузки скорее всего приведет к пробою мощного переключательного транзистора. Поэтому прежде, чем приступить к налаживанию, подключите эквивалент нагрузки. После включения следует прежде всего проконтролировать осциллографом напряжение на резисторе R3 - оно должно линейно нарастать на этапе t_н. Если линейность нарушена, это означает, что магнитопровод входит в насыщение и трансформатор необходимо пересчитать. Высоковольтным щупом проконтролируйте сигнал на коллекторе переключательного транзистора - спады импульсов должны быть достаточно крутыми, а напряжение на открытом транзисторе малым. При необходимости следует скорректировать число витков базовой обмотки и сопротивление резистора R2 в цепи базы транзистора.

    Далее можно попробовать изменить выходное напряжение преобразователя резистором R5; если необходимо - скорректировать число витков обмотки ОС и подобрать стабилитрон VD4. Проверить работу преобразователя при изменении входного напряжения и нагрузки.

    На рис. 5 представлена схема ИВЭП для программатора ПЗУ, как пример использования преобразователя, построенного на основе предлагаемого принципа.

    Параметры источника приведены в табл. 1.

Таблица 1
Выходное напряжение, В	Ток, А	Напряжение пульсаций, В
+28	0,025...0,2	0,2
+5	0,75	0,05
-5	0,05	0,02

    При изменении сетевого напряжения от 140 до 240 В напряжение на выходе источника 28 В находится в пределах 27,6...28,2 В; источника +5 В - 4,88...5 В.

    Конденсаторы С1-СЗ и дроссель L1 образуют входной сетевой фильтр, уменьшающий излучение преобразователем высокочастотных помех. Резистор R1 ограничивает импульс тока зарядки конденсатора С4 при включении преобразователя.

    Цепь R3C5 сглаживает всплески напряжения на транзисторе VT1 (на предыдущих рисунках аналогичная цепь не показана).

    На транзисторах VT3, VT4 собран обычный преобразователь, вырабатывающий из выходного напряжения +28 В еще два: +5 В и -5 В, а также напряжение ОС. В целом ИВЭП обеспечивает получение стабилизированного напряжения +28 В. Стабильность двух других выходных напряжений обеспечена питанием дополнительного преобразователя от источника +28 В и достаточно постоянной нагрузкой этих каналов.

    В ИВЭП предусмотрена защита от превышения выходного напряжения +28 В до 29 В. При превышении открывается симистор VS1 и замыкает источник +28 В. Блок питания издает громкий писк. Ток через симистор равен 0,75 А.

    Транзистор VT1 установлен на небольшом теплоотводе из алюминиевой пластины размерами 40(30 мм. Вместо транзистора КТ828А можно применить и другие высоковольтные приборы на напряжение не менее 600 В и ток более 1 А, например, КТ826Б, КТ828Б, КТ838А.

    Вместо транзистора КТ3102А можно применить любой серии КТ3102; транзисторы КТ815Г можно заменить на КТ815В, КТ817В, КТ817Г. Выпрямительные диоды (кроме VD1) необходимо использовать высокочастотные, например, серии КД213 и т. п. Оксидные конденсаторы фильтров желательно применять серий К52, ЭТО. Конденсатор С5 должен быть на напряжение не ниже 600 В.

    Симистор ТС106-10 (VS1) применен исключительно из-за его малых размеров. Годится практически любой тип тринистора, выдерживающий ток около 1 А, в том числе и серии КУ201. Однако тринистор придется подобрать по минимальному току управления.

    Следует заметить, что без второго преобразователя в конкретном случае (при относительно небольших токах потребления от источника) можно было бы и обойтись, построив преобразователь по схеме рис. 4 с дополнительными обмотками для каналов +5 В и -5 В и линейными стабилизаторами серии КР142. Применение дополнительного преобразователя вызвано желанием провести сравнительные исследования различных ИВЭП и убедиться, что предлагаемый вариант обеспечивает лучшую стабилизацию выходного напряжения.

    Параметры трансформаторов и дросселей приведены в табл. 2.

Таблица 2
Обозначение	Магнитопровод	Обмотки	Число витков	Провод
T1	Б26 М1000 с зазором в центральном стержне	I II III	300 28 8	ПЭВ-2 0,18 ПЭВ-2 0,35 ПЭВ-2 0,18
T2	К16x10x4,5 М2000НМ1	I II III IV	2x65 2x7 2x13 23	ПЭВ-2 0,18 ПЭВ-2 0,18 ПЭВ-2 0,35 МГТФ 0,07
L1	К16x10x4,5 М2000НМ1	МГТФ 0,07 в два провода до заполнения
L2	К17,5x8x5 М2000НМ1		18	ПЭВ-2 0,5
L3	К16x10x4,5 М2000НМ1		8	ПЭВ-2 0,5
L4	К12x5x5,5 М2000НМ1		18	ПЭВ-2 0,5

    Магнитопровод для трансформатора Т1 использован от дросселя фильтра источника питания накопителя на сменных магнитных дисках серии ЕС ЭВМ.

    Типы магнитопроводов дросселей L1-L4 не критичны.

    Налаживают источник по приведенной выше методике, но сначала защиту от превышения напряжения следует отключить, передвинув движок резистора R10 в нижнее по схеме положение. После налаживания ИВЭП следует резистором R5 установить выходное напряжение +29 В и, медленно вращая движок резистора R10, достичь порога открывания симистора VS1. Затем выключить источник, повернуть движок резистора R5 в сторону уменьшения выходного напряжения, включить источник и резистором R5 выставить выходное напряжение 28 В.

    Следует отметить: поскольку напряжения на выходах +5 В и -5 В зависят от напряжения +28 В и отдельно от него не регулируются, в зависимости от параметров примененных элементов и тока конкретной нагрузки может потребоваться подборка числа витков обмоток трансформатора Т2.

Литература

1. Бас А. А., Миловзоров В. П., Мусолин А. К. Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом. - М.: Радио и связь, 1987.