книги / Многоканальная связь и РРЛ

набора эталонных сигналов различного, веса. Такое сравнение в кодере осуществляется вычитающим устройством ВУ, на вход ко­ торого поступает кодируемый сигнал высотой /с, а на другой — сумма эталонных сигналов I. Если при кодировании числа 1С не­ обходимо оставить весовой множитель 2 \ то в сумме / соответст­ вующий коэффициент полагают равным единице.. Если при взве­ шивании необходимость в весе 2Л отпадает,, то соответствующий коэффициент а л = 0.

Управляющее устройство УУ подбирает коэффициенты ал так,

составляет содержание алгоритма кодирования. Кодирование, как и взвешивание, осуществляется поэтапно.

ла ат- 1 определяется на предыдущем этапе взвешивания. В про­ цессе взвешивания по этапам формируются двоичные числа кодо­ вых комбинаций ИКМ сигнала ат-и ат-2,.... которые поступают на Bbixi последовательным кодом. После всех этапов взвешивания формируется кодовая комбинация am_iam_2, ..., aiOo, которая па­ раллельным кодом поступает одновременно на «2 с весом» и на Вых2.

Рассмотрим численный пример кодирования натуральным кодом. Пусть амплитуда импульса входного сигнала 1И=100,1Д (шага квантования по амп­ литуде). Округляем это число /и до. ближайшего целого /о==100 шагов кван­ тования. Для описания такого числа двоичным кодом необходимо, чтобы Af— =2m> 100, поэтому необходимое число разрядов /л=7. Определим значения двоичных чисел по разрядам кодовой группы.

На первом этапе кодирования определяем значение двоичного числа в стар­ шем т—il= 6 разряде. Для этого вычисляем разность

Д(в=Ю0—2е= 1 0 0 -6 4 = 3 6 > 0, т. е. ae= l; на втором этапе Д15=100— (.1-20+ 2 5= 4 )> 0 , т. е. «5=1; на третьем этапе

100— (1 .2в-Н -2 5+ 2 4)|= Ю0—112<0, т. е. я4=0; на четвертом этапе

Д;,=Ч00-(1 -2в-1-1 -2Ч -0-2‘ + 2 3) = 100 -404<0, т. е. «з=0;

Д/а=100—(1-2в+1-2»+0-2*+0-2»+2*)=*0, т. е. л2=1;

Пусть известно, что входной сигнал двухполярный. Тогда количество раз­ рядов необходимо выбрать т = 8. Еще один старший разряд необходим для кодирования полярности передаваемого сигнала. В нашем примере импульс

функциональной схеме (рис. 7.11). Назначение узлов «2 с весом»

асчетчик, который управляется

£тактовыми импульсами ТИ от УИг генераторного оборудования

для установки всех триггеров Т схем БФРК в исходное положение перед ,началом кодирования путем подачи единицы на шину «сброс», подключенную к третьим входам всех схем БФРКБлоки БФРК формируют двоичные сигналы ад на /г-х входах сумматора «2 с весом».

Работа схемы кодера происходит по этапам в соответствии с описанным алгоритмом кодирования. Пусть пг=7. На первом эта-

Первый способ (см. рис. 7.6) использовался в аппаратуре ЦСП первого поколения типа ИКМ-12. Недостаток этого способа: влия­ ние нестабильности компандера на характеристики кодека, его иетехнологичность. Стабильность характеристик кодека выше при использовании второго и третьего способов. В настоящее время в аппаратуре ИКМ-30 применяют третий способ.-Такой кодер будем называть в дальнейшем нелинейным кодером с компрессирующим устройством управления. Пусть формируется характеристика ком­ прессии типа А (7.13). При квантовании по амплитуде вся ампли­ тудная характеристика разбивается на 13 линейных участков, на­ зываемых сегментами. На рис. 7.12 показана такая сегментная ам­

плитудная характеристика только для положительныхзначений входного сигнала. Эта часть амплитудной характеристики по оси ординат разбивается на восемь равных интервалов (на рис. 7.12 эти интервалы обозначены римскими цифрами). Интервалы I (1а) и II (16) для положительных и отрицательных значений ампли­ тудной характеристики объединяются в один интервал. Поэтому количество сегментов равно 8X2—4.+1 = 13. Границы интервалов по оси абсцисс отличаются в 2. раза.

При нелинейном кодировании первоначально используются 12разрядные кодовые комбинации аца^ао,..., щао, которые затем преобразуются в 8-разрядиые кодовые комбинации Q.1Q2, ..., Q* Для качественной передачи речевого сигнала при нелинейной шка­ ле квантования необходимы только восемь разрядов, т. е. М= = 28=256 амплитудных градаций разной полярности. При первона­ чальном применении 12-разрядных кодовых комбинаций число ам­ плитудных градаций разной полярности равно Mt= 2 12=4096. Та-

дИМ-1, пройдя через запоминающее и расширяющее длительность импульсов устройство 3, преобразуется в АИМ-2 и попадает на сравнивающее устройство (компаратор). На другой вход компа­ ратора поступает сумма весовых множителей 2'1 12-разрядной ко­ довой комбинации a u d i o , ^ао. Цифровое управляющее устрой­ ство формирует 8-разрядные двоичные комбинации QIQ2, ..., Qs и управляет последовательностью их включения. Преобразование в-разрядных комбинаций в 12-разрядные осуществляется преобра-

ВЫХ

Рис. 7.13

зователем в соответствии с табл. 7.3. Правильно найденная 8-раз- рядная и соответствующая ей 12-разрядная комбинация отмечает­ ся двоичным кодом компаратором. Кодирование, т. е. определение значений QIQ2, ..., Qs осуществляется последовательно во времени. Поэтому выход компаратора одновременно является и выходом кодера, на котором формируется двоичный ИКМ сигнал последо­ вательным кодом.

Алгоритм работы нелинейного кодера с поразрядным взвеши­ ванием разбивается на три этапа. На первом этапе кодирования определяется значение разряда Qi по знаку кодируемого импуль­ са /с. На следующем, втором этапе кодирования определяется трехразрядным двоичным числом Q 2Q 3Q 4 номер сегмента ампли­ тудной характеристики, в который попадает кодируемый сигнал 1С. Определение значений двоичных чисел Q2, <3з и Qi осуществ­ ляется тремя шагами. Процесс работы кодера на этом этапе ха­ рактеризуется древообразной диаграммой рис. 7.14.

На первом шаге определяется значение Q2. Для этого вычис­ ляется разность Ас2=1с—128. Если Ас2^0 , то Q2—1; если Дсг<0, то Q2=0.

На втором шаге определяется значение Q3. Для этого вычис­ ляется разность

J 512, если Q2—1,

Асз—lc. j ^ если Q 2_ Q

Если Ас3>0, то <?з=1; если Дс3< 0, то Q3= 0.

VZB(f)>C /i(/)— отрицательное. Если на вход РУ будет подано положительное напряжение, то на его выходе формируется ко­ довый импульс положительной полярности, если отрицательное — то кодовый импульс отрицательной полярности. Эти импульсы по­ ступают на формирователь цифрового сигнала (ФЦС), преобразу­

ющий их в форму, удобную

на один шаг квантования. Таким образом, на выходе интеграто­ ра формируется ступенчатая функция Uan{t).

На приеме имеет место обратный процесс. Двухполярная по­ следовательность импульсов с выхода приемника цифрового сиг­ нала (ПЦС) поступает на интегратор, аналогичный интегратору передающей станции. На выходе интегратора формируется ап­ проксимирующий сигнал. После подавления ФНЧ высших .гар­ монических составляющих восстанавливается переданный анало­ говый сигнал. Этот сигнал отличается От переданного наличием шума квантования. В системах с ДМ этот шум имеет две состав­ ляющие: шум, возникающий из-за конечного значения интервалов квантования, и шум перегрузки. Последний появляется, когда при­ ращение входного сигнала (крутизна) превышает шаг квантова­ ния и аппроксимирующий сигнал не «успевает следить» за изме­ нением сигнала (ем. рис. 7.16). Для исключения возможности пе­ регрузки необходимо, чтобы приращение сигналаза время так­ товых интервалов Тд не превышало шага квантования, т. е.- со­ блюдалось соотношение \dU(t)/dt\Ta^:h. Отсюда видно, что ис­ кажения сигнала будут тем меньше, чем выше частота дискрети­ зации (/д=1|/Гд). В системах с ЛДМ значение тактовой частоты много выше, чем при ИКМ.

Частоту дискретизации при ДМ можно значительно снизить, если использовать неравномерное квантование, при котором шаг квантования изменяется в зависимости от крутизны изменения сигнала. Чем выше уровень сигнала, тем шаг квантования боль­ ше. Чем ниже уровень, тем меньше. Этот эффект достигается в системах с адаптивной ДМ (АДМ), в схему кодекакоторых вво­ дятся элементы управления работой интегратора, изменяющие ве­ личину шага квантования формируемого интегратором аппрокси­ мирующего ступенчатого сигнала.