книги / Основы радиоэлектроники
..pdfПРИЛОЖЕНИЯ
Приложение 1
Согласование сигнала с каналом связи
Сигнал характеризуется: 1. Длительностью Тс с момента вре мени /1с до момента /2с (рис. П.1.1.).
2.Спектром частот о т/ с1 д о / с2 и шириной спектра Fc—f 2c—f u (рис. П.1.1.).
3.Превышением мощности сигнала над мощностью помехи
|
//c = 10ig £ ™ , |
|-дБ] |
|
|
■^помехи |
|
|
Произведение |
Тс Fc HC=VC называется объемом |
сигнала. |
|
Эта величина |
пропорциональна |
информативности |
сигнала. |
В процессе передачи информации по каналам связи происходит
искажение сигнала: |
1) |
под |
действием |
, |
|
||||||
помех и 2) в цепях и устройствах пере- |
|
||||||||||
датчика и приемника. Последние иска- |
"с'* |
|
|||||||||
жения |
можно |
исправить |
коррекцией. |
|
|
||||||
Канал связи может быть охарактеризо |
|
|
|||||||||
ван параметрами: |
|
Тк |
от |
tlK |
до |
t тс |
J *t |
||||
1. Временем |
действия |
||||||||||
/2к (рис. П.1.2.). |
|
|
|
|
частот |
от |
ц. |
|
|||
2. Спектром |
пропускаемых |
|
|
||||||||
/ IK ДО |
Ак |
и |
полосой |
пропускания |
|
|
|||||
FK=f2K- f lK (рис. П.1.2.). |
|
|
Нк = |
|
|
||||||
3. Динамическим |
диапазоном |
|
|
||||||||
= 101g^—- [дБ], где |
Рмакск— макси- |
|
|
||||||||
|
'МИНк |
|
|
сигнала, который |
|
|
|||||
мальная мощность |
|
|
|||||||||
может |
быть |
передан |
без |
|
искажений; |
|
|
||||
UK(t)
\кI
Время работы канала связи
U* t
Полоса пропускания канала связи
4*
Рис. П 1.2
г мин к— минимальная мощ ность сигнала, которая мо жет быть принята в присут ствии помех.
Произведение VK= Тк FKНу.
определяет |
емкость |
канала |
связи. |
7С< Г К, |
tic> tiK, |
Если |
hc<hvi (канал связи работа ет все время, пока передает4321*
ся |
сигнал), |
FC< F K, / 1с> /1к, |
||
Л с |
< / 2 к |
Р |
> |
Р |
1 мин сигнала ^ |
* мин к? |
|||
р |
|
< р |
|
|
1 макс сигнала ^ |
л макс к и Уе<Уж |
|||
то передача происходит без потерь и искажений информации. Если же какое-либо из условий не выполняется, то необходимо произвести согласование сигнала с каналом без изменения объ ема сигнала путем преобразования его характеристик.
1.Если ТС>ТЖ, то сигнал можно записать на магнитную ленту
и«считать» при большой скорости движения ленты, когда дли тельность сигнала уменьшается до величины Тс1< Тк. Следует иметь в виду, что это приведет к увеличению ширины спектра
сигнала до величины Fcl, а также к увеличению / 1с и / 2с.
2. Если сигнал существует в течение времени от г1с до t2c, а канал работает в другое время t2c<tu , задержкой сигнала (переносом сигнала вдоль оси времени /) можно добиться воздействия сиг нала на вход канала в тот период, когда система связи работает, и тем самым можно осуществить согласование по оси t (см. рис. П.1.1, и П.1.2.).
3. Если сигнал занимает полосу частот, не совпадающую с поло сой пропускания канала (например: / 2с< /и или / 1с > /2к), перено сом сигнала вдоль оси частот с помощью модуляции, преоб разования частоты или демодуляции (детектирования), можно осуществить согласование по оси частот (см. рис. П.1.1, и П.1.2.).
4. ЕСЛИ ^ м ак с с и г н а л а ^ м а к с канала ИЛИ ^ Мин сигнала -^мин канала ’ ОСЛа-
бляя или усиливая сигнал, можно осуществить перенос вдоль оси Я и также добиться согласования сигнала и канала.
Вывод выражений полосы пропускания. Полосно-пропускающий фильтр ППФ с последовательным контуром (рис. 2.30)
Разлагая |
|
в ряд Тейлора приближенно при |
Асо |
1, |
|||||
|
1+ Асо/со0 |
|
До) |
|
|
|
со0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
можно считать 1 /(1 -Ь Асо/со0)» 1----- . С учетом этого реактивное |
|||||||||
|
|
|
|
(00 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
т( 1 , Д(0 |
1 |
. А(0 \ |
г |
^ Асо |
тт |
сопротивление контура ^=со0£ И + —— 1+ — 1= а>°£*2— . На |
|||||||||
границах полосы пропускания выполняется соотношение |
|
||||||||
|
|
l « K u ) l V 2 ; |
1*г1- |
|
|
|
|||
= [ л / У |
^ Т Т > ^ 1 ] ] = 1 / / 1 + 1 ^ 1 |
-4 А(0ГР1,2 Y _ 1 |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
“ 0 |
) |
J l |
|
Вводя обозначение добротности последовательного контура |
|
||||||||
|
Q - |
|
|
|
Дсог |
|
|
|
|
|
получаем \ + Q 24-l пШгр1'2 1 = 2. |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
соо |
|
|
|
Отсюда: |
|
/ |
\ |
1 |
|
^ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
4e 2(A0W |
) |
Асог |
|
|
|
|
|
|
|
==1; ^ £ ЕЬ2= |
|
|
|
||||
|
|
|
|
С00 |
= +- |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
-2Q |
|
|
|
|
Полоса пропускания равна
Д0)гр = ( 0 г р 1 - ( 0 Гр 2 = (00/б-
Полосно-пропускающий фильтр с параллельным контуром (рис. 2.37)
Полосу пропускания рассматриваемого фильтра найдем из условия:
1 * К р 1 . 2 )1 = * м. « сЛ / 2 -
Используя выражение для К = | К | (см. § 2.6) и возводя в квадрат обе части равенства, имеем:
_________________ !_________________ |
1 |
Г д е р |
= =Юге 14 |
— |
( 1 + Л 1 G ) 2 + (©о C R \ ) 2^гр 1.2 |
2(1 + R i G ) 2 |
** |
о)0 |
o)j-pi,2 |
Отсюда
( ( O o C / ? 1 ) 4 r 2p i . 2 = (c o 0 C JR 1 ) 2 4 ( ^ f 1 ) 2 = ( » + ^ 1 C ? )2 ,
А о )гр 1 . 2 __+ |
1 + R t G _ |
h 1 I R i + G |
о)0 |
" 2 . ( O o C R i |
2со0 С \ |
Полоса пропускания равна
1 1 R,
Расчет цепей питания транзисторов
Рассчитаем сопротивления резисторов усилителя на биполяр ном транзисторе, работающем в режиме класса А и включенном по схеме с общим эмиттером (рис. 5.13).
Часто режим покоя (при отсутствии усиливаемого сигнала) выбирают таким, чтобы напряжение мкэ было равно половине напряжения источника питания. Если известно сопротивление нагрузки R„, то построив нагрузочную прямую (рис. 5.22, § 5.4), можно определить положение рабочей точки А, т. е. определить значение токов покоя коллектора и базы /*„ и /6п = /хп/ Р и мак
симально возможные амплитуды выходного тока /мх = /- ма,с /,м"н
и напряжения t/M.= t/,M“c~ [/,M“M.
По входной характеристике БТ (рис. 3.24) и определенному значению /бп можно найти м6эп.
Входная характеристика слабо зависит от напряжения м„э. Поэтому, если входная характеристика при требуемом и„п отсут ствует, можно пользоваться входной характеристикой, снятой при некотором стандартном значении икэ. Задание режима покоя базы /бп, и6эп можно осуществлять несколькими способами. Наиболее простым является способ задания фиксированного тока покоя базы с помощью резистора R x, который включается между базой и соответствующим зажимом источника питания (рис. П.3.1). Если известно /6п и ибэп, то сопротивление Ri находится из соотношения^ записанного в соответствии со II законом Кирхгофа:
ЦЗэП " Ь ^ б п 1 |
Е п . |
Отсюда:
£„ ^бэп Ain
Обычно и6зп составляет доли вольта, а Е п— вольты, поэтому
£ л » и бэПи R i = E n/ I 6n.
Недостатком такого способа задания рабочей точки является ее температур ная нестабильность. При изменении температуры транзистора изменяется /бп, что приводит к изменению тока коллектора /к = Р*/б и напряжения по коя на коллекторе икэп = Е п — 1кп R H.
Второй способ задания рабочей точки — задание напряжения смещения
базы. Напряжение покоя базы создается делителем напряжения
£■ на резисторах R l и R 2 (рис. П.3.2). Если ток делителя /д = — 1—
R i + R 2
много больше /бп, то напряжение покоя базы R {4-Л2 мало зави сит от тока базы и примерно равно:
Мбэп~Л, + Л2-
Однако ток базы можно не учиты вать лишь при малых значениях Ri и R 2 • Малые значения R x и R 2 снижают входное сопротивление уси лительного каскада, что нежелатель но. Поэтому обычно выбирают Л2>Л ВХТр(/?2~(5^- 15)Л,хтр). Для схе мы с общим эмиттером, работа ющим в классе A, R BXтр«1 кОм. Если сопротивление /?2 выбрано, то
рассчитывается из соотношения, записанного в соответствии со II законом Кирхгофа:
Ибэп + ( / д + /бп ) Л 1 = Ибэп + ( ^ + /б „ ) Л 1 =
Откуда:
R 1 = Еп Мбэг
М б э п / Я 2 + /б п
Этот способ подачи смещения на базу транзистора наиболее распространен, так как мало чувствителен к разбросу параметров и характеристик транзистора. Недостатком этого способа явля ется малая экономичность, поскольку в цепи делителя расходует ся дополнительная мощность источника питания. Температурная нестабильность рабочей точки выражена менее, чем в случае смещения фиксированным током базы, но все же существует. Наиболее эффективным способом термостабилизации рабочей
точки транзистора является эмиттерная стабилизация. В цепь эмиттера включается резистор R3 (рис. П.3.3). Про текающий по нему ток /эп« / кп создает на нем падение напря жения иэп= /эп R3. Напряжение мбп, как и в предыдущем слу чае, определяется делителем напряжения i?l5 R 2, причем
ибп = ^эп+ м6ЭП •
Откуда
^бэп |
^бп ^ э п • |
При увеличении температуры |
увеличивается ток коллектора /кп, |
а значит, и ток эмиттера /эп. Следовательно, увеличивается падение напряжения иэп на резисторе Лэ, уменьшается напряжение покоя
базы |
ибзп = ибп — изп и, соответственно, |
ток базы /бп (см. рис. 3.24). |
Это |
приведет к уменьшению тока |
коллектора /к = р/бп (см. |
рис. 3.28). Таким образом, наличие резистора R3позволяет скомпен сировать изменения выходного тока /кп, вызванные изменениями температуры транзистора, и стабилизировать режим работы тран зистора по постоянному току. Явление компенсации (хотя бы час тичной) изменений в работе схемы путем передачи части сигнала с выхода на вход называется отрицательной обратной связью. Следовательно, для термостабилизации рабочей точки использует ся отрицательная обратная связь по постоянному току, которая обеспечивается резистором R3. Сопротивление R3 выбирают из
соотношения R~ i(0,05 ч-0,15)—— для маломощных транзисторов Дм
и из соотношения /?э = (0,1 +0,3) Еп/1килн для мощных транзисторов. Выбор рабочей точки полевого транзистора осуществляется по выходным характеристикам (рис. 5.2.2) и нагрузочной пря
мой. Паходим мсип, I£п j мзип. Поскольку переход затвористок заперт, ток стока /с ра вен току истока /и. Для по дачи требуемого напряже ния на затвор в цепь стока
включается |
сопротивление |
Ли= Изип/^с? а |
в цепь затво |
ра — большое |
сопротивле |
ние /?3, которое не должно существенно снижать вход ное сопротивление усилите ля (рис. П 3.4).
Анализ преобразователя частоты как системы с переменными параметрами
Пусть на вход сместителя поступает модулированное колеба ние ис(/) = UAM(t) cos (coHCCt + cp (t) ] и колебания гетеродина ur (t) = UTocos(or t; uc(t)<cur (t). Напряжение на нелинейном эле менте— диоде с ВАХ i=f(u) равно
M= Mc(/)+Ur(f)+M0,
где и0— постоянное напряжение.
Разложим i=f(u) в ряд Тейлора по степеням малого напряжения uc(t) в окрестности меняющейся рабочей точки u0 + ur (t) и при достаточно малых uc(t) ограничимся членом первого порядка малости:
/=/[м О+ »г(0] + ^ Мо+ «г(') мс ( 0 + —
Величина/ [ы0 + иг (/) ] определяет ток через диод под действи ем постоянного напряжения и0 и напряжения гетеродина мг (0 - Величина
"о + “г(0
определяет приращение тока под действием малого сигнала ис(/).
Коэффициент ^-/ = ~ / |
представляет собой дифференциаль- |
ди U1 ди U\
ную проводимость диода в рабочей точке их:
Я д и ф М /ulUi
В рассматриваемом случае «i = ы0+ ыг (/) меняется во времени с частотой сог . Поэтому £диф также меняется во времени и может быть разложена в ряд Фурье:
ga^ ( ') = so+£icoscor f+ g 2cos2(or / + ... и Ai=gm t{t)ue(t) =
(#0+ g 1 COSСОг t+ ...) l/aM(f) COS [ейHec t + ф (;)] = go Мам (0 cos [® нес
+ Ф (*)] + “aM^ gl cos [(соHec + СОг )t+ cp (c)] + “‘“t y - cos [(соHec -
— cor ) H - c p ( /) ] .
1.Поляков В. Т. Посвящение в радиоэлектронику//Радио и связь, М., 1988 г.
2.Колонтаевский Ю. Ф. Радиоэлектроника//Высшая школа, М., 1988 г.
3.Гершензон Е. М., Полянина Г Д., Соина Н. В. Радиотехника// Просвещенйе, М., 1986 г.
4.Манаев Е. И. Основы радиоэлектроники//Радио и связь, М., 1985 г.
5.Изюмов Н. М., Линде Д. П. Основы радиотехники//Радио и связь, М., 1983 г.
6.Жеребцов И. П. Основы электроники//Радио и связь, М., 1985 г.
7.Эндерлайн Р. Микроэлектроника для всех//Мир, М., 1989 г.
8.Нефедов Е. И. Радиоэлектроника наших дней//Наука, М., 1986 г.
9.Вениаминов В. Н., Лебедев О. Н., Мирошниченко А. И. Микро схемы и их применение. Справочное пособие//Радио и связь, М., 1989.
10.Игумнов Д. В., Королев Г В., Громов И. С. Основы микроэлек троники II Высшая школа, М., 1991.