книги / Основы радиоэлектроники

+7© (Свх2 + СВЬ1Х+ С).

Эквивалентное сопротивление нагрузки ZH3 определяется со­ противлением контура Z„, а также внутренним сопротивлением транзистора Лвых и входным сопротивлением следующего каска­

да RBX.

Суммарная емкость нагрузки равна:

Q= C+ Свых + Св%2,

аактивная проводимость:

При отклонении от резонанс-

y/LCz

импеданса уменьшается, и мо­ дуль коэффициента усиления па­ дает. АЧХ усилителя приведена на рис. 5.11.

Полоса пропускания Дсо= = со2в—со2м усилителя определя­ ется эквивалентной добротно­

стью нагрузки Qz = ~ ’Ct и фор-

G

мулои:

Дсо 1

"Qz

В усилителях радиочастоты на би­ полярных транзисторах для уменьше­ ния шунтирования контура LC вы­ ходным сопротивлением транзистора Лвы, используют «неполное» включе­ ние контура (рис. 5.31). В этом случае транзистор подключается к части ка­ тушки индуктивности и слабо влияет на резонансные свойства нагрузки, ее добротность Qx и полосу До.

Неполное включение можно ис­ пользовать и для ослабления шунти­ рующего действия входного сопро­ тивления RBXl следующего каскада.

При использовании связанных контуров АЧХ усилителя оказывается близкой к идеальной П-образной ха­ рактеристике (рис. 5.32). Такие усили­ тели широко используются в высоко­ качественных радиоприемниках для

усиления промежуточной частоты. Поэтому они и носят название «усилители промежуточной частоты». Принципиальная схема та­ кого усилителя с неполным включением биполярного транзисто­ ра и следующего каскада приведена на рис. 5.33.

§ 5.7. Усилители мощности

Выходными каскадами в радиоприемниках, телевизорах, элек­ тропроигрывателях и ряде других устройств являются усилители мощности. Выходная мощность Рвых таких усилителей находится

в пределах от долей ватта до нескольких киловатт и сравни­ ма с мощностью питания Рпит, подводимой к активному нели­ нейному элементу (транзисто­ ру, электровакуумной лампе) от источника постоянного то­ ка. Важными характеристика­ ми усилителя мощности явля­ ются коэффициент полезного

действия л = Рвых/Лшт и коэффициент гармоник Кг, рассмотрен­ ный в § 4.2. В современной высококачественной аппаратуре Кг не превышает долей процента, в низкокачественной достигает 10% -15% .

Наиболее простым усилителем мощности является однотакт­ ный усилитель, изображенный на рис. 5.34. Если заменить тран­ зистор схемой замещения, то получим эквивалентную схему вы­

(/?Вых~ 10 кОм, см. § 3.4). Например, стандартное сопротивление акусти­ ческой системы равно 4 Ом.

Чтобы максимальную энергию усиленного сигнала передать от транзистора в нагрузку, надо осуществить согласование по мощности— сделать равными выходное сопротивление тран­ зистора Явых и пересчитанное сопротивление нагрузки, вклю­ ченной через согласующий трансформатор (см. § 5.2). Посколь­ ку потери энергии в трансформаторе очень малы, можно считать, что вся мощность сигнала, поступающего на вход трансфор­ матора Pci = V l%J R BX, равна мощности сигнала на сопротив­ лении нагрузки РС2 = и1ыхм1Ям. Отсюда имеем, что входное со­

противление трансформатора равно RBX= RM n 2, где п = - ^ - = ^выхм

= A^I/A^2 — коэффициент трансформации трансформатора, N {— число витков Первичной обмотки, N2— число витков вторичной обмотки.

Для согласования необходимо выполнение условия:

Ръых Рвх Ям *И

Отсюда можно определить требуемый коэффициент трансфор­ мации:

^\/Я Вых/Ям .

Чтобы рассматриваемый усили­ тель работал с малыми нелиней­ ными искажениями, надо выбрать рабочую точку на линейном участке проходной характеристи­ ки транзистора /вых (мвх), т. е. на таком участке, который можно аппроксимировать отрезком пря­ мой (рис. 5.36). В этом случае приращение тока А/к будет соот­ ветствовать приращению напря­ жения Амвх, т. е. AiK= SAuBXи уси­ ление сигнала будет происходить

практически без искажений. Однако постоянная составляющая тока коллектора /ко в этом случае велика, как и мощность, получаемая от источника питания РП1ЛТ~ Е Пю /ко, и соответствен­ но мал КПД.

Этот режим работы нелинейного элемента (транзистора) на­ зывается режимом класса А.

Значительно большее значение КПД при малых нелинейных искажениях — малом коэффициенте гармоник Кг— можно полу­ чить в более сложной схеме усиления мощности— двухтактной схеме, содержащей два одинаковых транзистора одного типа р-п-р ИЛИ /7-/7-Л2 (рис. 5.37).

Схема содержит два трансформатора со средними точками. Трансформатор Трь осуществляет подачу усиливаемого напряже­ ния на транзисторы в противофазе, когда к базе транзистора VTi приложен «+ » относительно земли, к базе УТ2 приложен «—». При этом VTi открыт, VT2— закрыт (транзисторы п-р-п типа). Трансформатор Тр2 является согласующим.

Рабочая точка выбирается с помощью сопротивлений R u R2 и эмиттерных сопротивлений R3и емкостей Сэ таким образом, чтобы при отсутствии сигнала постоянное напряжение ибэ на каждом транзисторе было равно нулю, и постоянный ток /кэ че­ рез каждый транзистор не протекал. При подаче переменного

напряжения ивх— тран­ зисторы работают по­ очередно — один закрыт, другой открыт, а в вы­ ходной обмотке транс­ форматора Тр2 течет гармонический, неиска­ женный, ток (рис. 5.38). Этот режим работы транзисторов называет­ ся режимом класса В. При подаче входного

транзисторов и ламп— характеризуют углом отсечки 0 = соАг, где О— рабочая частота; At— половина той части периода, в течение которой через активный элемент протекает ток.

Врежиме класса А ток протекает через активный элемент

втечение всего периода Т = 2л/со, т. е. отсечки нет. Следователь­

но, Af = ^, 0 = я=18Оо (рис. 5.39а).

В режиме класса В ток протекает половину периода, отсечка

есть, At = Г/4, 0 = ^ = 9ОС(рис. 5.396). В ряде случаев используют

режимы класса АВ 90° <0<18О° (рис. 5.39в) и класса С 0<9О° (рис. 5.39г).

Недостатком двух­ тактных схем с трансфор- м ато р ам и — входны м

ивыходным— является наличие двух трансфор­ маторов — громоздких

идорогих элементов уси­ лителя. Кроме того, трансформаторы с ферро­ магнитным сердечником вносят дополнительные нелинейные искажения сигнала и потери его мощности. Поэтому в со­

временных приемниках и усилителях широкое применение получили бестрансформаторные схе­ мы. В некоторых усили­ телях нагрузка подклю­ чается к транзистору

усилителя через эмиттерный повторитель, и с его помощью осуществляется довольно хо­ рошее согласование по мощ­ ности, поскольку выходное со­

5«50мА/В, RBbtxzz20 Ом.

В последние годы широкое использование получили двухтакт­ ные бестрансформаторные усилители на комплементарных парах транзисторов. Такая пара содержит транзисторы р-п-р и п-р-п с близкими параметрами. Упрощенная схема такого усилителя изображена на рис. 5.40. Между базами и эмиттерами обоих транзисторов приложено одно и то же входное напряжение. Если потенциал точки А положительный, а точки В— отрицательный, то транзистор VTt открыт, и ток iKl через VTX течет через сопротивление RMслева направо. Когда через половину периода потенциал точки А станет отрицательным относительно точки В,

ны от синусоид, однако ток / через сопротивление нагрузки RHесть разность токов /к, и /к2, и этот разностный ток синусои­ дален.

При отсутствии сигнала через транзисторы протекают оди­ наковые постоянные точки /к0, которые на сопротивлении R„ вы­ читаются, и общий ток через R„ равен нулю.

В рассмотренной схеме оба транзистора работают по схеме с общим коллек­ тором, как и в схеме эмиттерного повторителя. Это облегчает согласование по мощности нагрузки с выхо­ дом усилителя.

Простейшая реальная схема двухтактного бестрансформаторного усилителя приведена на рис. 5.41.

§ 5.8. Обратные связи в усилителях

Обратные связи в усилителях— это подача части выходного сигнала на вход усилителя; напряжение обратной связи может зависеть или от выходного напряжения, или от тока в нагрузке,

На рис. 5.42, 5.43, 5.44 напряжение обратной связи вводится во входную цепь последовательно с входным напряжением, и пото­ му такие усилители называют усилителями с последовательной обратной связью.

Если же напряжение обратной связи 0 ОСМподается на входные зажимы непосредственно, такие устройства называются усилите­ лями с параллельной обратной связью (рис. 5.45).

Рассмотрим работу усилителя при наличии последовательной обратной связи по напряжению (рис. 5.42).

В соответствии со вторым законом Кирхгофа для входной цепи усилителя обратной связи можно записать: м12 + Й2з+ «з1=0,

где UBXM— комплексная амплитуда входного напряжения, £/упрм— комплексная амплитуда управляющего напряжения на входе транзистора.

При отсутствии обратной связи, когда точки 2 и 3 замкнуты,

Uoeм = 0 и t/BXм —Uynpм •

Однако при наличии обратной связи С/упрм определяется и вход­ ным напряжением 0 ВХм, и напряжением обратной связи (см. 5.3):

К = U.‘“l“, а при наличии обратной связи коэффициент усиления

^упр м

определяется иначе:

Разделив числитель и знаменатель на 0 упрм, получим:

__ ^ вы хм /^ упрм __ К

0С-1-^.ы,м/£>,прм_ 1 -М

т. е. уменьшились частотные искажения усиливаемого сигнала. При отрицательной обратной связи напряжение иос находится в противофазе с иупр

шение коэффициента усиления усилителя с отрицательной об­ ратной связью. Уменьшение мупр приводит к уменьшению не­ линейных искажений в усилителе. В качестве примера рассмот­ рим возникновение отрицательной обратной связи при отсутст­ вии емкости Сэ в схеме резисторного усиления (рис. 5.13).

Обратная связь здесь после­ довательная, по току. Из-за то­ го, что реальный источник питания имеет ненулевое внутренее

сопротивление, могут возникнуть положительные обратные свя­ зи при создании многокаскадных усилителей. Эти связи могут привести к самовозбуждению усилителя. Для борьбы с этими связями надо уменьшить протекание переменных токов через источник питания с помощью фильтров /?ф • Сф. Примеры таких фильтров изображены на рис. 2.16, 2.25.