книги / Методы и устройства цифрового измерения низких и инфранизких частот

2.4. Дискретные широкодиалазонные умножители низких и инфранизких частот уравновешивающего преобразования с триггерным фазовым компаратором

Рассмотренные ранее умножители частоты с уравновешива­ нием, выполненные частично или полностью на аналоговых эле­ ментах, имеют длительность переходного процесса при включении входной частоты не менее десяти периодов.

Выполняя умножитель полностью на дискретных элементах, можно значительно сократить длительность переходного процесса. При этом предельно достижимое быстродействие предполагает окончание переходного процесса в течение одного периода меньшей

Рис. 2-23. Структурная схема умножителя уравновешивающего преобра­ зования.

из сравниваемых частот (входной частоты и частоты обратной связи), поскольку они однозначно характеризуются длительностя­ ми периодов. Для реализации принципа сравнения периодов необ­ ходимо: а) согласовать начальные фазы (начала периодов) вход­ ной и отрабатываемой частотных последовательностей; б) изме­ рить разность между периодами этих последовательностей; в) све­ сти измеренную разность к нулю за один период меньшей из частот.

В соответствии с этим умножитель низких и инфранизких час­ тот с обратной связью наряду с реверсивным счетчиком РСч, управляемым генератором, который представляет собой управляе­ мый делитель некоторой высокой частоты УДЧ, и счетчиком обратной связи СОС должен содержать также блок автоматиче­ ского управления БАУ, генератор тактовой частоты ГТЧ, ключи Ki и К2 и вспомогательный делитель частоты ДЧ. Структурная схема такого умножителя представлена на рис. 2-23. Блок БАУ имеет ряд входов и выходов, а его выходные сигналы опреде­ ляются не только наличием входных сигналов, но и очередно­ стью их поступления. Частота следования импульсов на выходе УДЧ, являющаяся выходной частотой умножителя, связана с чис­ лом Npc4> которое содержится в счетчике РСч, следующим соот­ ношением:

где Кт — некоторый коэффициент.

В установившемся режиме выходная частота связана с умножае­ мой частотой соотношением

где /т — частота генератора ГТЧ\ КСос= Ку — коэффициент пере­

счета счетчика СОС, равный коэффициенту умножения умно­ жителя.

Управляющий параметр умножителя — числовое приращение ДЛи, вводимое в РСч через ключ К с учетом знака разности

Определим величину и знак этого приращения, обеспечивающие наличие отрицательной обратной связи в системе «УДЧ—СОС— БАУ—РСч». Пусть в начальный момент умножитель был сбалан­ сирован и умножаемая и отрабатываемая частота были равны между собой

Затем умножаемая частота fx получила приращение àfx, вызываю­ щее изменение N PC4(0) на величину AAU,

Таким образом, поскольку приращения ДТот и Afr имеют про­ тивоположные знаки, то и приращения А/* и ДЛи также имеют противоположные знаки, а для введения приращения ДЛи в РСч необходимо в течение времени A7U подавать на его вход импульсы с частотой следования

Следовательно, коэффициент деления делителя ДЧУ включенного между генератором ГТЧ и входом РСч, должен быть равен

КтшКсос*f х

Частота на выходе УДЧ уменьшается по гиперболе от значения Kyfx(0) до значения Kyfx (рис. 2-24, г).

то есть это число уменьшилось на величину

требуемой для окончания переходного процесса в течение одного периода меньшей из сравниваемых частот (в данном случае ГДО)). В конце периода Тх, внутри которого окончится период Тх(0), про­ изойдет сброс УДЧ и начнется новое сравнение периода Тх и пе­ риода отрабатываемой частоты

и т. д.

Значит, при увеличении умножаемой частоты в умножителе происходит переходный процесс, превышающий длительностью один период меньшей из частот и зависящий от величины скачка частоты.

Существует возможность сокращения переходного процесса при увеличении умножаемой частоты до двух ее периодов. Это может быть сделано следующим образом. В конце первого периода умно­ жаемой частоты, если не произошло переполнение СОС, необхо­ димо осуществить сброс УДЧ и установку в РСн числа, соответ­ ствующего максимальной частоте диапазона. В течение второго периода умножаемой частоты осуществляется сравнение его дли­ тельности с минимальной длительностью периода Гот-мин отраба­ тываемой ЧаС ТО ТЫ foT-макс- Поскольку fx < fот.макс» то переходный

процесс закончится в течение второго периода Тх.

Работа умножителя в указанных трех режимах и определяет структуру БАУ. Возможная функциональная схема БАУ показана на рис. 2-23. Она содержит триггеры Тги Тг2 и Тг3, схемы совпа­ дения И1, Иг и Иг, схему ИЛИ, линию задержки Д, узел сброса УС.

До подачи умножаемой частоты триггер Тг3 находится в таком положении, что потенциалом одного из его коллекторов схемы Hi и Иг закрыты. В РСч умножителя содержится число, соответ­ ствующее максимальной умножаемой частоте. С приходом первого импульса умножаемой частоты Тг3 опрокидывается, прекращается подача запирающего потенциала на схемы Hi и Я2, УС осущест­ вляет установку СОС в нулевое состояние и начинается сравнение Тх И Тот.мии- В момент времени

происходит переполнение СОС и импульс с его выхода через откры­ тую схему Hi опрокидывает Тг{. Потенциал одного из его коллек­ торов открывает РСч по суммирующему входу и ключ /Ci, разре­ шая поступление импульсов ГТЧ на РСч. В конце периода Тх импульсом умножаемой частоты Тгi возвращается в исходное со­ стояние. Тг2 этим импульсом не опрокидывается, так как схема Иг потенциалом коллектора Тгi была закрыта. В дальнейшем при неизменной входной частоте импульсы fx и /0т поступают одновре­

Рис. 2-25. Функциональная схема умножителя с пред­ варительной установкой..

менно или с незначительным сдвигом во времени (этот сдвиг меньше времени задержки). Один из этих импульсов через схему #i или И2 опрокидывает триггер Tzi или Тг2, второй возвращает в исходное состояние. Если же частота f* увеличивается, то первым поступает импульс этой частоты, опрокидывая Тг2 и открывая вычитающий вход РСч и ключ К. Приходящий вслед за ним им­ пульс отработки возвращает Тг2 в исходное состояние и, поскольку интервал между импульсами fx и /0т больше времени задержки элемента Д, через # 3 опрокидывает 7г3, что приводит к запиранию по соответствующим входам Я4 и И2. Следующий цикл сравнения начинается после поступления очередного импульса f*.

Как и в рассмотренных выше двухтактных умножителях, в ум­ ножителях с уравновешиванием в качестве управляемых делите­ лей частоты могут быть применены счетчики с предварительной установкой и делители частоты с цифровой обратной связью.

Функциональная схема умножителя, в котором УДЧ — счетчик с предварительной установкой, представлена на рис. 2-25. В таком умножителе коэффициент пересчета делителя ДЧ равен коэффи­ циенту пересчета счетчика СОС и коэффициенту умножения умножителя

На рис. 2-26 представлена функциональная схема умножителя, в котором УДЧ — делитель с цифровой обратной связью (ДЧОС). Такой умножитель не содержит ни счетчика обратной связи СОС,

нн делителя ДЧ. Коэффициент умножения умножителя при отклю­ ченном выходном двоичном умножителе равен коэффициенту пере­ счета РСч или делителя ДЧОС при отключенной обратной связи. При подключенном двоичном умножителе коэффициенту умноже­ ния может быть задано любое целочисленное значение от единицы до коэффициента пересчета делителя.

Рис. 2-26. Функциональная схема умножителя, имеющая делитель частоты с цифровой обратной связью.

Для обоих умножителей с обратной связью справедливы полу­ ченные ранее выражения (2.49), (2.51), (2.82), определяющие максимально возможный коэффициент умножения.

Г л а в а 3

МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА ЦИФРОВОГО ИЗМЕРЕНИЯ НИЗКИХ И ИНФРАНИЗКИХ ЧАСТОТ, ОСНОВАННЫЕ НА КВАНТОВАНИИ ПЕРИОДА ИЗМЕРЯЕМОЙ ЧАСТОТЫ

Для получения показания в единицах частоты при квантовании периода измеряемой частоты fx прибор должен автоматически про­ изводить преобразование числа импульсов NT, пропорционального периоду Тх, в число импульсов Nf, пропорциональное f*. При этом предельная погрешность измерения частоты равна сумме погреш­ ностей измерения одного или его периодов и преобразования

Nr-+Nf

Возможны два основных направления осуществления квантования периода и выполнения указанного преобразвания.

1. Квантование временного интервала, кратного периоду Тх, с его одновременным функциональным кодированием. В течение этого интервала, равного одному или нескольким периодам Тх, импульсы образцовой частоты /о, количество которых равно NT, поступают на функциональное кодирующее устройство. В этом случае преобразование NT~^NJ проходит параллельно процессу

квантования периода.

2. Квантование временного интервала, кратного Тх, с получе­ нием числа N T и последующим преобразованием N r - ^ N f . В этом

случае по сравнению с функциональным кодированием периода время измерения увеличивается на время преобразования.

При функциональном кодировании одного или ni периодов Тх время кодирования при заданной относительной погрешности изме­

Сравнение выражений (1.20) и (3.2) показывает, что в этом случае быстродействие повышается несколько меньше, чем при квантовании временного интервала П\ТХ без преобразования Nrr*~ -+Nf. График функции (3.2) представляет собой прямую, парал­ лельную графику функции (1.20), но смещенную относительно нее влево по оси абсцисс на величину /^бпр. Если же преобразо­ вание Nr-^Nf осуществляется после окончания квантования одного

или нескольких периодов Тх, то время измерения сокращается еще меньше, чем это следует из (3.2).

Минимально необходимое количество периодов ги при заданной погрешности измерения частоты 0/, известных погрешностях кван­ тования одного периода б1п и преобразования бпр может быть опре­ делено следующим образом. Погрешность измерения п{ периодов

Рассмотрим более подробно реализацию каждого из указанных выше способов квантования и преобразования.

3.1.Цифровые частотомеры

и аналого-дискретные преобразователи с функциональным кодированием временного интервала

Для получения отсчета, пропорционального частоте /х, при функциональном кодировании временного интервала, равного од­ ному или нескольким ее периодам Тх, необходимо, чтобы кодирую­ щее устройство воспроизводило во времени функцию, обратную функции Tx=llfx> то есть

ставлен на рис, 3-1, невозможно, поэтому применяют приближен­ ные методы. Общие вопросы построения функциональных ана­ лого-дискретных кодирующих устройств рассмотрены в [21, 81], а в [72, 112] описаны возможные блок-схемы цифровых частото­ меров с применением кусочно-линейной аппроксимации функции. В частотомере [112] на вход вычитающего счетчика ВСч в тече­ ние времени Тх поступают импульсы с генератора неравномерно следующих импульсов {ГНИ) (рис. 3-2). Изменение частоты следо­ вания этих импульсов производится по команде блока, выработки программы (БВП). Генератор ГНИ представляет собой делитель высокой образцовой частоты, частота следования импульсов на выходе которого изменяется в моменты времени, соответствую­ щие интерполяционным точкам аппроксимирующей кривой. По