Konspekt_TR_RO

Цепь отрицательной обратной связи

Источник

питания

Двухкаскадный резистивный

усилитель

Цепь положительной обратной связи

Рисунок 8.24 – Структурная схема RC-автогенератора с мостом Вина.

Низкочастотный усилитель имеет постоянный коэффициент усиления и постоянный фазовый сдвиг 3600 между входным и выходным напряжениями в пределах полосы пропускания. ФЧХ цепи ПОС такова, что для одной частоты f 0 создаются преиму-

щественные условия (нулевой фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями). Т.к. коэффициент передачи двухкаскадного усилителя существенно больше отношения 1/ К ОС , то выходное напряжение достигнет значения U н ас раньше ампли-

тудного значения, что приведет к значительным искажениям формы колебаний.

Uнас uвых

t

Uнас

Рисунок 8.25 – Искажения формы колебаний.

Линейная отрицательная обратная связь (ООС) приводит к уменьшению коэффициента усиления, а следовательно к уменьшению искажений формы колебаний. Для поддержания Um const и минимальных искажений формы используют автоматиче-

ское регулирование коэффициента усиления в зависимости от амплитуды генерируемых колебаний. Для этого используется цепь нелинейной ООС, когда одним из ее элементов является нелинейное сопротивление. Изменение его сопротивления приводит к изменению глубины ООС, а следовательно коэффициента усиления усилителя.

Мост Вина представляет собой четырехплечный мост переменного тока, два плеча которого состоят из частотно зависимых элементов, а два других – чисто активные.

101

Рисунок 8.26 – Мост Вина: R1,R2,C1,C2 – частотозависимая ветвь моста (ветвь ПОС); R3,R4 – активная ветвь моста (ветвь ООС).

Существует единственная частота

на которой фазовый сдвиг между подводимым напряжением U1 и напряжением на выходе U 2 равен нулю.

Коэффициенты передачи ветви ПОС моста Вина на этой частоте равен КОС 1/ 3 .

Следовательно, минимальный коэффициент усиления для обеспечения выполнения БА К ус 3 . Реальный двухкаскадный усилитель позволяет получить усиление по

напряжению намного превышающий К ус 3 , поэтому такой усилитель охватывается глубокой ООС.

Рисунок 8.27 – RC-генератор с мостом Вина: VT1, VT2 – усилительные элементы двухкаскадного усилителя;

R1, R2, R3, R4, C2, C2 – частотнозависимая ветвь моста (ветвь ПОС);

R3, R4, R5 – элементы, обеспечивающие режим по постоянному току каскада на

VT1;

R6 – нагрузка коллекторной цепи VT1;

R7, R8 – активная ветвь моста (ветвь ООС);

C3, C4 – разделительные конденсаторы, т.е. не пропускают постоянный ток на вход второго каскада и в нагрузку соответственно;

102

R9,R10 – элементы, обеспечивающие режим по постоянному току каскада на VT2; R11 – нагрузка коллекторной цепи VT2;

R12 – температурная стабилизация рабочей точки. На R12 образуется сигнал ООС, которым дополнительно охватывается каскад на VT2;

R13 – нагрузка генератора.

БФ выполняется за счет того, что двухкаскадный усилитель на транзисторах, включенных по схеме с ОЭ, имеет полный фазовый сдвиг между сигналами U A и U вых

3600. Мост Вина по частоте генерации не вносит фазового сдвига.

БА выполняется следующим образом. Двухкаскадный усилитель, имеющий коэффициент усиления К ус 3 , охватывают обратной отрицательной связью (в цепях

эмиттеров транзисторов отсутствуют конденсаторы и введена активная ветвь моста Вина), которая снижает коэффициент усиления.

При подключении к источнику питания уменьшается потенциал коллектора транзисторов. По частотозависимой ветви моста на вход усилителя (базу VT1) поступает это уменьшение (сигнал ПОС), уменьшая потенциал базы и увеличивая потенциал коллектора. Теперь рост потенциала коллектора поступает по цепи ПОС на вход усилителя и приводит к уменьшению потенциала коллектора и т.д. Таким образом, на выходе будут наблюдаться колебания электрической энергии.

RC-генераторы применяют при радиотехнических измерениях в диапазоне звуковых, низких и очень низких частот.

103

ФОРМИРОВАНИЕ МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ

Формирование двухполосных амплитудно-модулированных сигналов с большим уровнем несущей

Для формирования АМ сигнала необходимо сумму напряжений несущего колебания и модулирующего сигнала подать на вход нелинейной цепи, содержащей полупроводниковый диод или транзистор. Спектр тока в такой цепи содержит составляющие, которых нет в воздействующем на нее напряжении. Остается выделить с помощью электрического фильтра составляющие, образующие АМ сигнал.

На ВАХ диода, транзистора или лампы можно выделить квадратичный и линейный участок. Использование первого участка определяет режим малого сигнала, при котором входное напряжение не должно заходить как в область отсечки, так и в область насыщения. Использование второго участка определяет режим сильного сигнала, при котором входное напряжение переводит транзистор в режим отсечки, а может переводить его и в режим, близкий к насыщению. ВАХ на первом участке аппроксимируют полиномом n -ой степени, а на втором участке – ломаной прямой.

Амплитудные модуляторы классифицируют:

1.по схеме соединения НЭ - на однотактные (содержащие один НЭ), балансные (представляющие собой два однотактных), и кольцевые (представляющие собой два балансных);

2.по типу применяемых НЭ – на пассивные (на полупроводниковых диодах) и активные (на лампах, транзисторах).

Однотактные модуляторы

Рисунок 9.1 – Принципиальная схема диодного амплитудного модулятора.

Напряжение модулирующего сигнала u(t) перемещает рабочую точку по квадратичному участку ВАХ диода путем изменения напряжения смещения U0 u(t) на аноде относительно катода. Зависимость тока через диод от времени i(t) имеет сложный характер. Приращения тока различны в положительный и отрицательный полупериоды как несущего, так и модулирующего колебаний. Ток первой гармоники i1 (t) оказывается промодулированным по амплитуде сигналом u(t) . Напряжение sАМ (t) на выходе колебательного контура, настроенного на частоту несущей н и имеющего полосу

104

пропускания, равную ширине спектра АМ сигнала АМ , пропорционально току этой гармоники. Остальные гармоники тока отфильтровываются, т.к. сопротивление контура на их частотах практически равно нулю.

Рисунок 9.2 – Временные диаграммы работы диодного амплитудного модулятора.

Такой же вывод можно получить, воспользовавшись спектральным методом анализа нелинейной цепи. Пусть ВАХ диода представлена полиномом второй степени:

i(u) a0 a1u a2u 2 ,

где a0 , a1 , a2 - коэффициенты аппроксимации; u sн u - бигармоническое воздействие;

sн U m cos н t - напряжение несущего колебания;

u(t) Umи cos t - напряжение модулирующего сигнала. Вид полинома после подстановки:

i(u) a0 a1 (sн u) a2 (sн u)2 a0 a1sн a1u a2 sн 2 2a2 sн u a2u 2 .

Подчеркнуты составляющие тока с частотами, сосредоточенными вблизи частоты несущей н . В сумме они образуют ток первой гармоники i1 (t) , промодулированный

по амплитуде модулирующим сигналом:

i1 (t) a1Um cos нt 2a2UmUmи cos нt cos t a1Um (1 2a2Umи / a1 cos t) cos нt.

Напряжение на контуре:

sAM (t) i1 (t)Zк a1Um Zк (1 2a2Umи / a1 cos t) cos нt Um1 (1 mcos t) cos нt ,

где Zк - входное резонансное сопротивление контура;

Um1 a1Um Zк - амплитуда напряжения на контуре при отсутствии модуляции; m 2a2Umи / a1 - коэффициент амплитудной модуляции.

105

Рисунок 9.5 – Временные диаграммы работы амплитудного модулятора на транзисторе.

Амплитуда импульсов коллекторного тока:

Im (t) Im0 ku(t) ,

где Im0 - значение амплитуды импульсов тока при отсутствии модулирующего сигна-

ла;

k - размерный коэффициент пропорциональности. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

Im1 (t) 1 ( )Im (t) 1 ( )(Im0 ku(t)) .

Амплитуда напряжения на контуре:

Um1 (t) Im1 (t)Zк 1 ( )Im0 Zк (1 kUmи / Im0 cos t) Um1 (1 mcos t) ,

где Um1 1 ( )Im0 Zк - амплитуда напряжения, обусловленного первой гармоникой кол-

лекторного тока, при отсутствии модуляции;

m kUmи / Im0 - коэффициент амплитудной модуляции. Напряжение на выходе модулятора:

sAM (t) Um1 (1 mcos t) cos нt .

При такой модуляции неизбежны искажения: форма огибающей АМ сигнала отличается от формы модулирующего сигнала, т.к. с изменением последнего происходит изменение угла отсечки и соответственно коэффициента Берга 1 ( ) .

Формирование АМ сигналов с подавленной несущей

Балансный (двухтактный) модулятор

Позволяет получить балансно-модулированный (БМ) сигнал, спектр которого состоит из двух боковых полос и не содержит несущего колебания.

107

Рисунок 9.6 – Принципиальная схема диодного балансного модулятора.

При положительной полуволне напряжения несущей частоты оба диода открыты, сопротивление их мало, и через первичную обмотку трансформатора Тр2 протекает выходной ток. При отрицательной полуволне диоды закрыты, сопротивление их велико и тока в обмотке нет. Этот ток имеет вид импульсов. С изменением полярности модулирующего напряжения изменяется направление тока (отрицательные импульсы). Отсутствие колебания несущей частоты на выходе модулятора объясняется тем, что несущее колебание подается в средние точки трансформаторов Тр1 и Тр2 и магнитные потоки, создаваемые токами несущей частоты i1 и i2 в полуобмотках трансформаторов, имеют встречные направления и взаимно уничтожаются. Нагрузкой модулятора служит контур, настроенный на несущую частоту н , который выделяет БМ сигнал.

Рисунок 9.7 – Временные диаграммы модулирующего напряжения, напряжения несущей и выходного тока.

Воспользуемся спектральным методом анализа нелинейной цепи. Пусть ВАХ диодов одинаковы и аппроксимируются полиномом второй степени. Пусть в некоторый момент времени полярность напряжений такая, как указана на рисунке 9.6. Тогда напряжение на диодах:

108

С помощью балансного (или кольцевого) модулятора БМ получают двухполосный сигнал с подавленной несущей. Далее полосовым фильтром ПФ выделяется требуемая боковая полоса частот.

Недостаток: т.к. частотный разнос между боковыми полосами раван 2Fmin, то к ПФ предъявляются жесткие требования по полосе расфильтровке (применяются высокодобротные пьезокерамические и кварцевые фильтры).

2) Метод фазирования.

Рисунок 9.9 – Структурная схема модулятора.

Для перемножения сигналов используются балансные (или кольцевые) модуляторы БМ1 и БМ2. На БМ2 входные сигналы u м и sн подаются через фазовращатели на

900 ФВ1 и ФВ2. Если модулирующий сигнал u м имеет более сложный спектр, то ФВ1

должен обеспечить изменение фазы всех спектральных составляющих.

Для формирования нижней боковой полосы частот нужно просуммировать полученные произведения; верхней – следует использовать вычитание. Это можно доказать, воспользовавшись тригонометрическими формулами:

cos cos 1/ 2cos( ) 1/ 2cos( ) , sin sin 1/ 2cos( ) 1/ 2cos( ) .

Формирование частотно- и фазо-модулированных сигналов

Существуют прямые и косвенные методы получения ЧМ и ФМ сигналов.

Прямой метод ЧМ

Представляет собой параметрическое управление частотой колебаний автогенератора АГ. С этой целью в колебательный контур АГ вводят дополнительную емкость или индуктивность (управляющее устройство УУ), изменяющуюся по закону модулирующего сигнала.

110