492_Nosov_V._I.__Metody_povyshenija_pomekhoustojchivosti_sistem_radiosvjazi_..

к средней равно единице, преимущество системы с 16-КАМ перед системой с 16-ФМ для равных средних мощностей составит 4,14 дБ.

При определении выигрыша систем с разной позиционностью модуляции, необходимо учитывать изменения полосы шума в приемнике, в зависимости от позиционности модуляции. Если за исходную полосу шума в приемнике взять полосу при двухпозиционной модуляции П2 , то выигрыш Kпш по отношению сигнал-шум, при полосе занимаемой сигналом с М позиционной модуляцией ПM , при неизменной скорости входного цифрового потока можно определить

Результаты расчетов по (2.49) приведены в таблице 2.4.

Табл. 2.4. Выигрыш по полосе при М позиционной модуляции

Используя данные таблиц 2.2-2.4 можно определить энергетический выигрыш (проигрыш) М позиционных методов модуляции друг относительно друга.

Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал-шум, рассчитанные по (2.46, 2.47) для М-ФМ приведены в таблице 2.5 и на рис. 2.12, а рассчитанные по (2.38, 2.39) для М-КАМ приведены в таблице 2.6 и на рис. 2.13.

Из таблиц 2.5 и 2.6 видно также, что при М-ФМ увеличение кратности модуляции в два раза приводит к проигрышу в отношении сигнал-шум примерно на 5,5 дБ, в то время как при М-КАМ этот проигрыш составляет только порядка

3,5 дБ.

111

Для получения графика зависимости вероятности ошибки от отношения Eb N0 из таблиц 2.5, 2.6 и рис. 2.11, 2.12 достаточно учесть выигрыш по полосе Kпш (2.49) при М позиционной модуляции. Например, для 4-ФМ вероятность

Эта же вероятность ошибки получается при отношении энергии на бит к спектральной мощности шума

Eb No Pc Pш КПШ 8,31дБ. (2.50)

112

Pb

Pс /Рш

Рис. 2.12. Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для M-PSK

113

Pb

Pс /Рш

Рис. 2.13. Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для M-QAM

114

По приведенной выше методике был произведен перерасчет и получены значения вероятности ошибки от отношения энергии бита к спектральной плотности мощности шума Eb N0 . Результаты расчетов для М-ОФМ и М-КАМ приведены в таблицах 2.7 и 2.8.

Зависимости вероятности ошибки от Eb N0 для М-ОФМ (M-PSK) и М-КАМ (M-QAM), полученные на модели системы радиосвязи в Matlab, приведены на ри-

сунках 2.14 и 2.15.

115

На рис. 2.16 приведены зависимости вероятности ошибки от Eb N0 для М-ОФМ (M-PSK) и М-КАМ (M-QAM) при М = 16 и 32. Из этого рисунка следует, что при одинаковой позиционности схемы с М-КАМ (M-QAM) обладают более высокой помехоустойчивостью, по сравнению со схемами М-ОФМ (M-PSK).

Рис. 2.14. Зависимость вероятности ошибки (BER) от отношения Eb N0

для M-PSK

116

Это подтверждает результаты полученные в таблице 2.2, из которой следует, что при одинаковой позиционности модуляции М = 16 и 32 сигнальные точки на созвездии М-КАМ (M-QAM) имеют большее расстояние ошибок (евклидово расстояние), чем при М-ОФМ (M-PSK).

Рис. 2.15. Зависимость вероятности ошибки (BER) от отношения Eb N0

для M-QAM

117

3 ФОРМИРОВАНИЕ OFDM СИГНАЛА

Структурная схема устройства формирования OFDM сигнала приведена на рис. 3.1 [13, 18, 21 24, 28, 26, 27, 29, 30].

3.1 Скремблирование цифрового потока

Поскольку входной цифровой поток бит (рис. 3.1) передаётся в коде NRZ, то в нём возможно появление длинных последовательностей нулей и единиц. Наличие длинных серий нулей и единиц приводит к тому, что в таком цифровом сигнале отсутствует информация о тактовой частоте и, следовательно, ухудшается точность выделения тактовой частоты в регенераторе и возрастает коэффициент ошибок на его выходе.

Кроме того, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале, которым модулируется несущая частота передатчика, приводит к тому, что во время прохождения длинных серий нулей и единиц вся мощность передатчика сосредоточена на несущей частоте (нет модулирующего сигнала). Такая ситуация приводит к тому, что данный передатчик в эти моменты времени создает недопустимую помеху другим радиосредствам, работающим в совмещенных и соседних каналах с данным радиосредством. Недопустимой такая помеха будет потому, что частотно-пространственное размещение радиосредств обычно осуществляется с учетом модулированного сигнала. Таким образом, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом модулирующем сигнале приводит к существенному ухудшению электромагнитной совместимости радиосредств и как следствие, к снижению эффективности использования радиочастотного спектра.

Чтобы устранить негативное влияние наличия длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале на качество выделения тактовой частоты в регенераторе и на электромагнитную совместимость радиосредств необходимо разрушить эти длинные серии нулей и единиц. Одним из способов разрушения длинных серий нулей и единиц в цифровом двоичном сигнале является введение в него псевдослучайной последовательности (ПСП). Этот процесс получил название скремблирование или рандомизация (перемешивание входного цифрового сигнала с псевдослучайной последовательностью).

Так, в стандарте IEEE 802.11n в качестве генератора ПСП используется семиразрядный регистр сдвига с обратными связями, генераторным полиномом G X X7 X4 1 и начальной установкой всех ячеек регистра сдвига в состоя-

ние 1111111. В каждом пакете передаётся вектор инициализации генератора ПСП, который может быть произвольным, но должен принадлежать ПСП. Приемник восстанавливает вектор инициализации, поскольку известно, что последние 7 бит поля данных (младшие биты поля SEVICE заголовка) перед скремблированием всегда равны нулю.

119

I I

Q Q

120

I I

Q Q