Самосадный Автоматизированное проектирование устройств систем сбора-обработки Ч2 2015

•части схемы изменяют свое состояние быстрее, чем предусмотрено минимально возможным шагом во времени.

Проверка принципиальных схем

С точки зрения правильности создания принципиальных схем могут быть следующие рекомендации.

1)Избегайте использования цифровых схем, если этого можно избежать при создании имитатора работы проектируемого устройства, а при использовании цифровых компонентов страйтесь задавать начальные воздействия, соотвествующие гарантированной интерпретации воздействий как логический уровень. Не желательно задавать промежуточные уровни сигналов.

2)Вокруг диодов желательно использование RC-цепочек как неких «сглаживающих», демпфирующих компонентов.

3)В моделях полупроводниковых приборов желательно в явном виде задавать емкости переходов.

4)Используйте схемы как можно ближе к реалистичным решениям с точки зрения наличия паразитных емкостей.

5)Продолжите подробное изучение резких перепадов сигналов в точках, на которых были остановлены расчеты. Скорее всего, полученные характеристики будут являться ключевыми для понимания работы схемы.

6)Увеличьте, если возможно, длительности фронтов сигналов.

7)Убедитесь в отсутствии слишком больших емкостей и индуктивностей в схеме.

Для проверки схем и хода расчетов используйте опцию LIST (см. оператор .OPTIONS) и опцию .TRAN/OP в настройках расчетов. Пот завершению проведите детальный анализ полученных результатов.

Проверка корректности моделей и адекватности имитации реальных схем

Особое внимание следует уделить тому, чтобы в схеме не было участков со слишком быстрым переключением сигналов. В связи с этим желательно использовать компоненты с широким использованием реалистичных моделей pn-переходов и с наличием паразитных емкостей, близких к реальным.

Трансформаторы и индуктивности в PSpice-расчетах имеют неограниченную полосу пропускания. Реальные устройства имеют ограничения в полосе пропускания. В PSpiceмоделях реальных устройств с использованием индуктивностей могут возникать не имеющиеся в реальных устройствах короткие импульсы.

Желательно все индуктивности или «проблемные» компоненты снабжать последовательным или параллельным включением резисторов.

Использование настроек расчетов

При проведении проверки настроек расчетов необходимо обратить внимание на использование следующих операторов и опций, а также особенностей их применения.

Использование настроек опции RELTOL

Вместе с оператором .OPTIONS можно использовать настройки опции RELTOL. По умолчанию RELTOL=0,001. При этом расчеты переходных процессов проводятся с повы-

шенной точностью. Чтобы избежать излишне большого динамического диапазона для пара-

метров сигналов при расчетах, приводящих, в том числе к появлении очень коротких шагов во времени, можно ограничить для первых оценочных расчетов величину RELTOL=0,01.

171

Далее, после того как будут установлены особенности работы схемы при этих значениях RELTOL и получены данные для рабочей (начальной) точки, можно вернуться к значениям по умолчанию RELTOL=0,001. Меньшие значения для этого параметра в целом устанавливать не рекомендуются.

Использование настроек опций ABSTOL/VNTOL

Вместе с оператором .OPTIONS можно использовать настройки опций ABSTOL/VNTOL. Как одна из мер рекомендуется понизить точность настроек этих, если уровни токов/напряжений позволяют сделать это.

Использование настроек опции ITL4

Вместе с оператором .OPTIONS можно использовать настройки опции ITL4. Как одна из мер рекомендуется увеличить значение этой опции, но не более 100.

Задание начальных условий

При проведении расчетов можно попытаться отказаться от расчетов рабочей точки (Skipping the bias point), путем использования опции SKIPBP. Далее можно воспользоваться процедурой задания начальных значений, например с использованием оператора .IC.

Использование настроек опций ABSTOL и CHGTOL

Вместе с оператором .OPTIONS можно использовать настройки опций ABSTOL и CHGTOL. Как одна из мер рекомендуется повысить величины этих опций до 6 порядков.

Примечание.

Помимо материалов источников [1]-[5] в Приложении 2 использовались данные технической документации,

в частности файла pspug.pdf. Автор обращает внимание на некоторые противоречия в описании действий программы расчетов в материалах [1] и файла pspug.pdf, например, для версии 16 САПР OrCAD.

Так, например, в материалах [1] отмечается, что при неудачной попытке расчетов рабочей точки осуществляется последовательное снижение уровней источников питания в 4 раза на каждом шаге до тех пор, пока не будет найдено решение. После чего осуществляется такое же последовательное увеличение напряжений и токов источников до достижения их истинных величин.

В технической документации (см. раздел «Сходимость решений при проведении анализа Bias Point») отмечается одномоментное снижение уровней источников до уровней, близких к нулевым.

172

Рис. П3.6. Характеристики работы схемы фильтра в частотной области

В средней части рис. П3.6 представлена фазо-частотная характеристика фильтра (ФЧХ) для выходного напряжения V(Out). В действительности представлена одна и та же характе-

ристика, так как с точки зрения обработки сигналов в постпроцессоре PROBE записи P(V(OUT)) и VP(OUT) определяют формирование одной и той же кривой.

Примечание.

Запись P(V(OUT)) обеспечивает построение кривой, получаемой путем специальной математической обработки данных или сигналов в постпроцессоре. В ряде версий пакета программ допускается вывод только одной подобной кривой в каждом графике характеристик.

ФЧХ показывает величину задержки сигналов, фазового сдвига для представленных частот сигналов или фазовый угол (угол сдвига фаз) в градусах, Phase angle (deg). В нашем слу-

чае ФЧХ для выходного напряжения корректно показывается до частот около 100 кГц, после чего наступает деградация характеристики, вызванная:

•некорректной работой ОУ в частотном диапазоне выше 100 кГц500 кГц;

•некорректной работой модели ОУ для расчета ФЧХ в ВЧ-области.

В нашем случае, такая некорректность в работе (или представления характеристик) допустима, так как в области частот выше 100 кГц происходит сильное ослабление реальных сигналов до величин менее 0,01 от исходных величин сигналов. Вместе с тем, в ряде случаев при проектировании точных устройств, необходимо учитывать влияние ВЧ-составляющих сигналов на выходе ФНЧ и на входе в АЦП.

Примечание.

Выбор фильтра Баттерворта обусловлен в нашем случае требованием максимально плоской АЧХ в полосе пропускания сигнала в сочетании с высокой крутизной характеристики, крутизной затухания (крутизна АЧХ вне полосы пропускания), при гарантированной «гладкости» характеристики, особенно вблизи частоты среза. Фильтр Баттерворта не обеспечивает формирование постоянного фазового угла вблизи частоты среза в зависимости от порядка фильтра. Для фильтра первого порядка фазовый угол для частоты среза оставляет -45°, для фильтра второго порядка фазовый угол составляет -90°, а для фильтра третьего порядка с ослаблением -60 дБ/декада фазовый угол -135°. Фильтр третьего порядка может быть получен каскадированием фильтров первого и второго порядков.

177

Для сравнения полученных характеристик АЧХ и ФЧХ с точными расчетными значениями, эти точные значения коэффициента усиления (ослабления) сигнала и фазового угла для выходного напряжения представлены в табл. П3-1.

Таблица П3-1 Точные расчетные значения коэффициента усиления G по амплитуде и фазового угла φ

для выходного напряжения ФНЧ Баттерворта

Примечания к табл. П3-1.

1)Частота среза ωС [рад.] вычисляется по формуле ωС=2π∙fC, где fC в Гц.

2)ФНЧ первого порядка обеспечивает спад характеристики -20 дБ/декада и представляет собой интегрирующую RC-цепочку (при реализации ФНЧ на практике). Фазовый угол для ВЧ-сигналов приближается к величине 90°.

3)ФНЧ второго порядка обеспечивает спад характеристики -40 дБ/декада и на практике может быть представлен проектируемой нами схемой. Фазовый угол для ВЧ-сигналов приближается к величине 180°.

Внижней части рис. П3.6 представлена ФЧХ фильтр для выходного тока ОУ I(U1A:OUT) и I(RLOAD). Фазовый сдвиг 90° наблюдается вблизи частоты среза, а положе-

ние «нулевого сдвига фаз» - вблизи 83 кГц. Как и в случае с ФЧХ для напряжений наблюдается сильный уход вниз характеристики для I(RLOAD) при частотах выше 100 кГц.

Итак, получены следующие характеристики:

•задержка распространения сигналов вблизи частоты среза соответствует фазовому углу (фазовому сдвигу) в 90°;

•задержка распространения сигналов в ВЧ-области спектра приближается к величинам, соответствующих фазовому углу 180°.

Выходные характеристики анализа AC Sweep (Noise) для схемы фильтра проекта A_Filt представлен на рис. П3.7.

178

Рис. П3.7. Выходные характеристики анализа AC Sweep (Noise) схемы ФНЧ

В верхней части рис. П3.7 представлена АЧХ фильтра V(Out). В средней части рис. П3.7 показана суммарная спектральная плотность выходного шума NTOT (ONOISE) и представ-

лены парциальные спектральные плотности выходного шума для отдельных компонентов

NTOT(R1), NTOT(R2), NTOT (Rfb), NTOT (RLoad). Из этих характеристик видно, что наи-

больший вклад в формирование уровня шума схемы вносит резистор Rfb.

В нижней части рис. П3.7 представлена зависимость V(ONOISE), которая задает уровень напряжения шума на выходе, равный корню квадратному из спектральной плотности напряжения внутреннего шума.

Из представленных графиков видно, что: NTOT(ONOISE)≈V2(ONOISE).

Оценка величины шумовой дорожки на выходе устройства из-за влияния собственных шумов схемы представлена на рис. П3.8.

Рис. П3.8. Результаты оценки получающейся шумовой дорожки (среднеквадратичные значения) в диапазоне частот до 1 ГГц

179

В соответствии с полученными данными (см. рис. П3.8) расчетные значения среднеквадратичных величин шумов резко увеличиваются с ростом частоты и достигают величин 1 мВ. В идеальном для расчета случае кривая V(ONOISE) должна подходить к оси X достаточно монотонно или заканчиваться на оси. В нашем случае, этого не происходит, кривая V(ONOISE) не достаточно явно уменьшает свои значения вплоть до 1ГГц. Это приводит к тому, что расчетные значения среднеквадратичных величин шумов резко увеличиваются с ростом частоты и достигают величин 1 мВ.

Реальные пиковые значения амплитуды шумов могут лежать в диапазоне 6-7 мВ. Сами по себе эти величины несколько великоваты для такой схемы. С другой стороны не учитывается тот факт, что для данной схемы нельзя брать определенный интеграл при расчете шумов во всем интервале частот, достаточно ограничится диапазоном до 1-10 МГц. Это необходимо делать, в том числе и по причине ограничения полосы пропускания сигналов входным буфером АЦП (схемой УВХ). В этом случае пиковые значения шумов уменьшаются до 900 мкВ

(см. рис. П3.9).

Рис. П3.9. Результаты оценки получающейся шумовой дорожки (пиковые значения) в диапазоне частот до 10 МГц

Диапазон входных сигналов АЦП ±10 В. В случае использования 10-разрядных АЦП, 1 МЗР выходных данных соответствует величине входного напряжения до 20 мВ. В случае использования 12-разрядных АЦП, 1 МЗР выходных данных соответствует величине входного напряжения до 4,9 мВ.

Для регистрации полезного сигнала уровень собственных шумов ФНЧ на входе в АЦП представляется удовлетворительным.

Итак, получены следующие характеристики и особенности работы схемы:

•оценка пиковых значений шумов показывает их величину до 900 мкВ в полосе до 10 МГц и до 7 мВ в диапазоне до 1 ГГц;

•наибольший вклад в формирование уровня шума схемы вносит резистор Rfb, в связи с этим может быть рассмотрена возможность модификации схемы ФНЧ с целью снижения уровня парциального шума от этого резистора;

•для регистрации полезного сигнала уровень собственных шумов ФНЧ на входе в АЦП с разрядностью 10-12 представляется удовлетворительным.

180