Антон
.pdf5.2. ФНЧ на входе системы
Считая, что исходное сообщение воздействует на идеальный фильтр нижних частот (ИФНЧ) с единичным коэффициентом передачи и полосой пропускания, равной начальной энергетической ширине спектра сообщения:
А) рассчитать среднюю квадратическую погрешность фильтрации (СКПФ) сообщения, среднюю мощность отклика ИФНЧ, частоту и интервал временной дискретизации отклика ИФНЧ.
Мощность отклика ФНЧ равна:
|
|
|
|
|
|
|
P |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
P |
2 |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
1 |
0 |
|
|
A |
|
|
2 |
0 |
2 |
|
A |
|
2 |
|
|
|
|
|
||||
x |
|
|
|
|
A |
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
P |
|
|
|
G |
|
( )d |
|
|
|
|
|
|
e |
|
d |
|
|
|
|
erf ( |
|
) |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
2b |
|||||||||
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
P |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
A |
|
* 0.78 0.78P |
|
2.26B |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
A |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(7)
Среднеквадратичная погрешность фильтрации:
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
G |
|
( )d P |
P |
2.9 2.26 0.64B |
2 |
|
|
|
|
|||||||||
ф |
|
|
A |
|
|||||||
|
|
|
|
|
A |
X |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
Найдем частоту и интервал временной дискретизации отклика ИФНЧ:
f |
|
2 f |
|
|
|
0 |
0.8 *10 |
4 |
Гц |
||
|
|
|
|||||||||
Д |
0 |
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
1 |
|
1.25 *10 4 с |
|
|
||||
Д |
f Д |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(8)
(9)
(10)
5.3. Квантователь
Полагая, что последовательность дискретных отсчетов на выходе дискретизатора далее квантуется по уровню с равномерной шкалой квантования:
а) рассчитать интервал квантования, пороги и уровни квантования, среднюю квадратичную погрешность квантования (СКПК):
Рассчитываем шаг квантования:
q |
6 * |
|
|
6 * |
P |
|
x |
|
x |
||
|
|
|
|
||
|
L 2 |
|
L 2 |
где L = 8 число уровней квантования.
|
6 * |
P |
|
|
|
q |
|
x |
|
P |
1.5В |
|
|
||||
|
|
6 |
|
x |
|
|
|
|
|
|
Пороги квантования находим из выражения:
|
(n) |
|
|
|
n 1 |
|
|
|
|
|
|||||
h |
|
3 |
PX |
|
|
1 ; n 1...L 1 |
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
0.5L 1 |
|
Таблица 2 Значение порогов квантования
(11)
(12)
(13)
n |
0 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
h(n) В |
|
-4.5 |
-3 |
-1.5 |
0 |
1.5 |
3 |
4.5 |
|
11
Уровни квантования определяются следующим выражением:
|
|
|
h |
(n 1) |
h |
(n) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
x |
(n) |
|
|
|
|
x |
(0) |
n q; n 0...L 1 |
|
|
|
|
2 |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
x |
(0) |
|
q |
(L 1) |
7 *1.5 |
5.25B |
|||
|
|
|
|||||||
|
2 |
|
2 |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
(14)
(15)
Таблица 3 Значение уровней квантования
n |
0 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
x(n) В |
-5.25 |
-3.75 |
-2.25 |
-0.75 |
0.75 |
2.25 |
3.75 |
5.25 |
Средняя квадратическая погрешность квантования (мощность шума квантования) равна:
|
|
2 |
P |
2B |
|
P |
(16) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
q |
|
X |
|
XY |
Y |
|
Где PX и PY соответственно мощности (дисперсия) входного и выходного сигналов квантователя, а BXY – коэффициент взаимной корреляции между этими сигналами.
PX |
2.26B2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
B |
|
K |
|
* |
|
2 |
K |
|
|
* P |
||||
XY |
XY |
X |
|
XY |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
X |
|||||
|
|
|
|
|
L 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
K XY X * WX (h |
(n) |
) |
|
|||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
n 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
x |
2 |
|
|
||
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|||
WX |
(x) |
|
|
|
|
e |
2 |
|
2 |
-ФПВ гауссовской случайной величины x. |
||||
|
|
|
|
|
X |
|||||||||
|
|
|
|
X |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таблица 4 Значение гауссовской случайной величины в порогах квантования
(17)
(18)
(19)
(20)
h(n) В |
-4.5 |
-3 |
-1.5 |
0 |
1.5 |
3 |
4.5 |
WX(h(n)) |
0.002 |
0.031 |
0.177 |
0.317 |
0.177 |
0.031 |
0.002 |
K |
|
0.99 B |
|
|
K |
|
* |
2 |
2.26B |
2 |
||||
XY |
XY |
XY |
X |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Y |
|
L 1 |
|
|
|
2 |
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(n) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
P |
|
|
[x |
|
] |
* p |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где pn – закон распределения дискретной случайной величины y=x(x), n = 0…L-1
|
|
h(n 1) |
|
|
|
h(n) |
||||
pn |
( |
|
) ( |
|
|
|
|
), n 0...L 1 |
||
X |
X |
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
v |
|
|
t |
2 |
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
||
Где (v) |
|
e |
2 |
|
dt -табулированная функция Лапласа |
|||||
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
P 2.42В2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Y |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Следовательно, получаем, что мощность шума квантования равна:
|
2 |
2.26 2 |
* 2.26 2.42 0.16В |
2 |
q |
|
|||
|
|
|
|
(21)
(22)
(23)
(24)
(25)
(26)
12
б) построить в масштабе характеристику квантования.
Рисунок 13 Характеристика квантования.
5.4. Сигнал квантователя
Рассматривая отклик квантователя как случайный дискретный сигнал с независимыми значениями на входе L–ичного дискретного канала связи (ДКС):
а) рассчитать закон и функцию распределения вероятностей квантованного сигнала, а также энтропию, производительность и избыточность L–ичного дискретного источника. Распределение вероятностей рассчитывается как:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
h |
(n 1) |
|
|
|
|
h |
(n) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
p |
|
|
( |
|
|
|
|
) |
( |
|
|
|
), n 0...L 1 |
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
X |
|
|
|
|
|
X |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
v |
|
|
t |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
Где |
(v) |
|
|
|
e |
|
|
2 |
dt -табулированная функция Лапласа |
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Таблица 5 Распределение вероятностей |
|
|||||
|
n |
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
|
|
pn |
|
|
|
|
|
0.0013 |
|
|
0.021 |
|
|
0.136 |
|
0.341 |
0.341 |
0.136 |
0.021 |
0.0013 |
||||||||||||||
Интегральное распределение вероятностей. |
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
F |
|
|
|
|
p |
i |
; |
F |
0, n 0; F 1, n L 1. |
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
n |
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
i 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Рассчитаем энтропию. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
L 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
бит |
|
|
|
|
|
||||
|
HY |
|
pn log 2 |
pn |
|
|
|
2.1 |
; |
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
символ |
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
n 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Производительность в ДКС определяется соотношением: |
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
|
H ' |
|
|
|
|
HY |
|
|
|
1.68 *10 |
4 |
|
|
|
бит |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
Y |
|
T |
|
|
|
|
|
|
символ * c |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
13 |
|
|
|
(27)
(28)
(29)
(30)
(31)
Избыточность последовательности источника:
r |
|
H |
MAX |
H |
Y |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|||
Y |
|
|
H |
|
|
|
|
|
|
MAX |
|
||
|
|
|
|
|
Hmax – максимальная энтропия, для источника дискретных сообщений
H |
|
|
log |
|
L |
3 |
бит |
|
MAX |
2 |
символ |
||||||
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
||
r |
|
3 2.1 |
0.3 |
|
|
|||
|
|
|
|
|||||
Y |
|
|
3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
б) построить в масштабе графики рассчитанных законов и функций распределения вероятностей.
(32)
(33)
(34)
Рисунок 14 График закона распределения вероятностей.
Рисунок 15 График функции распределения вероятностей.
14
5.5. Кодирование
Закодировать значения L-ичного дискретного сигнала двоичным блочным примитивным кодом, выписав все кодовые комбинации и построить таблицу кодовых расстояний кода:
При организации цифровой связи широкое распространение получило двоичное кодирование, когда кодовые символы принимают только два значения b0=0 и b1=1. Процедура кодирования состоит в следующем.
Физические уровни x(n), n = 0…L-1, вначале пронумеровываются, то есть заменяются их номерами x(n) заменяется на n. Затем эти десятичные числа представляют в двоичной системе счисления с основанием 2. Это представление имеет вид:
|
l 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
b |
* 2 |
j |
b |
* 2 |
l 1 |
b |
* 2 |
l 2 |
... b |
* 2 |
1 |
b |
|
|
|
|
||||||||||
|
n, j |
|
|
n,l 1 |
|
|
n,l 2 |
|
|
n,1 |
|
|
n,0 |
|
j 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
* 2 |
0 |
|
где
l log |
2 |
L |
|
|
(35)
bn,j – двоичный кодовый символ позиции кодовой комбинации
|
(n) |
|
|
|
|
|
|
|
b |
(b |
;b |
|
;...; b |
;b |
|
) |
|
|
|
|
||||||
|
|
n,l 1 |
n,l 2 |
n,1 |
n,0 |
|
||
В нашем случае |
L 8 l |
log 2 8 |
(0 или 1) десятичного числа n, расположенный в j-ой
(36)3
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n |
b |
* 2 |
j |
b |
* 2 |
2 |
b |
* 2 |
1 |
b |
* 2 |
0 |
|
|
|
|
|||||||||
|
n, j |
|
|
n,2 |
|
|
n,1 |
|
|
n,0 |
|
|
|
j 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(37)
Тогда получим:
Таблица 6 Кодовые комбинации
x |
(0) |
0 000 |
x |
(4) |
4 100 |
|
|
|
|
||||
x |
(1) |
1 001 |
x |
(5) |
5 101 |
|
|
|
|||||
x(2) |
2 010 |
x(6) |
6 110 |
|||
x |
(3) |
3 011 |
x |
(7) |
7 111 |
|
|
|
Образуя сигнал импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). Кодовым расстояние
|
|
(n) |
|
(m) |
|
|
двумя двоичными кодовыми комбинациями |
b |
и b |
называют количество |
|||
|
|
которых одна кодовая комбинация отличается от другой. Таблица 7 Кодовые расстояния
dmn между позиций, в
|
000 |
001 |
010 |
011 |
100 |
101 |
110 |
111 |
000 |
0 |
1 |
1 |
2 |
1 |
2 |
2 |
3 |
001 |
1 |
0 |
2 |
1 |
2 |
1 |
3 |
2 |
010 |
1 |
2 |
0 |
1 |
2 |
3 |
1 |
2 |
011 |
2 |
1 |
1 |
0 |
3 |
2 |
2 |
1 |
100 |
1 |
2 |
2 |
3 |
0 |
1 |
1 |
2 |
101 |
2 |
1 |
3 |
2 |
1 |
0 |
2 |
1 |
110 |
2 |
3 |
1 |
2 |
1 |
2 |
0 |
1 |
111 |
3 |
2 |
2 |
1 |
2 |
1 |
1 |
0 |
а) рассчитать априорные вероятности передачи по двоичному ДКС символов нуля и единицы, начальную ширину спектра сигнала ИКМ.
Так как среднее число нулей n(0) и среднее число единиц n(1) в сигнале ИКМ одинокого,
то и вероятности их появления одинаковы: p(0) p(1) 0.5
Ширина спектра сигнала ИКМ равна:
f |
|
|
k1 |
|
k1l |
|
k1 log 2 L |
2 f |
|
k |
|
log |
|
L |
ИКМ |
|
|
|
0 |
1 |
2 |
||||||||
|
и |
|
T |
|
T |
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k1=1.667 – постоянная.
f ИКМ 4 *104 Гц
15
(38)
(39)
(40)
5.6. Сигнал ИКМ
Полагая, что для передачи ИКМ сигнала по непрерывному каналу связи (НКС) используется гармонический переносчик:
а) рассчитать нормированные к амплитуде переносчика спектр модулированного сигнала и его начальную ширину спектра:
Сигнал ДАМ представляется в виде:
S |
|
(t) U |
|
[1 b (t)]sin( |
t) |
S |
0 |
(t) 0 |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
ДФМ |
0 |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
i |
n |
|
S |
|
(t) U |
|
sin(2 f |
t) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
0 |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
(41)
Разложение сигнала по гармоническим составляющим имеет следующий вид:
|
|
U |
|
|
|
|
|
S ДАМ (t) 0.5U 0 sin(2 f0t) |
|
0 |
[sin 2 ( f |
|
k * fu )t sin 2 ( f0 |
k * fu )t] |
|
|
|
||||||
k |
0 |
||||||
|
k 1 |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(нечет ) |
|
|
|
|
|
|
(42)
Сектор сигнала имеет только нечетные гармонические составляющие на частотах
fk |
kfИ , k 1,3,5... |
При неизвестной амплитуде U0 вычисляют нормированный спектр
U k ( f ) U 0
fu 1.2 *104 Гц
Ширина спектра сигнала ДАМ равна:
f |
|
2 * f |
|
8*10 |
4 |
Гц |
S , ДАМ |
ИКМ |
|
||||
|
|
|
|
|
(43)
(44)
(45)
(46)
б) построить в масштабе график нормированного спектра сигнала дискретной модуляции и отметить на нем найденную ширину спектра:
Рисунок 16 График нормированного спектра сигнала дискретной модуляции. Таблица 8 Частоты гармоник спектра
k |
( f0 k * fu ) Гц |
|
( f0 k * fu ) Гц |
(k) |
|
|
|
|
|
0 |
2.5*106 |
|
2.5*106 |
0.5 |
1 |
2.488*106 |
|
2.512*106 |
0.318 |
3 |
2.464*106 |
|
2. 536*106 |
0.108 |
5 |
2.44*106 |
|
2.56*106 |
0.064 |
7 |
2.416*106 |
|
2.584*106 |
0.045 |
|
|
16 |
|
5.7. НКС как адаптивный гауссовской канал с помехой
Рассматривая НКС как адаптивный гауссовской канал с ограниченной полосой частот, равной ширине спектра сигнала дискретной модуляции, и заданной спектральной плотностью мощности помех и отношением сигнал-шум:
а) рассчитать приходящиеся в среднем на один двоичный символ мощность и амплитуду модулированного сигнала, дисперсию (мощность) адаптивной помехи в полосе частот сигнала, пропускную способность НКС.
Мощность гауссовского белого шума |
PШ Ш |
2 |
в полосе пропускания ПФ геометрически |
|
определяется как площадь прямоугольника с высотой G0 и основанием |
f S . |
P |
G |
f |
|
0.0006 *8*10 |
4 |
48 Вт |
|
S |
|
||||||
Ш |
|
0 |
|
|
|
|
|
где f S |
ширина спектра сигнала ДАМ. |
Учитывая то, что начальное соотношение сигнал-шум (ОСШ)
h |
2 |
|
P |
|
S |
||||
|
|
|||
0 |
|
P |
||
|
|
|
||
|
|
|
Ш |
на входе детектора приемника известно, находим мощность сигнала дискретной модуляции, обеспечивающий это ОСШ.
P |
2 |
P |
17 * 48 816Вт |
h |
|||
S |
0 |
Ш |
|
(47)
(48)
(49)
Рассчитаем приходящиеся в среднем на один двоичный символ мощность и амплитуду модулированного сигнала:
|
|
P |
|
P |
|
S |
408Вт |
|
|||
ДАМ |
|
2 |
|
|
|
|
U |
0 |
2 |
P |
40.4В |
|
|
ДАМ |
|
(50)
(51)
Пропускная способность НКС характеризует максимально возможную скорость передачи информации по данному каналу. Она определяется:
C f |
|
* log |
|
(1 h |
2 |
) 8 *10 |
4 |
* 4.17 3.3*10 |
5 |
дв.ед |
|
|
|
||||||||
S |
2 |
|
|
|
|
|||||
|
|
0 |
|
|
|
|
с |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(52)
б) построить в масштабе четыре графика функции плотности вероятностей (ФПВ) мгновенных значений и огибающих узкополосной гауссовской помехи (ГПУ) и суммы гармонических сигнала с УГП.
ФПВ мгновенных значений УГП имеет вид гауссовского распределения с числовыми
характеристиками
A 0 - математическое ожидание,
|
2 |
|
Ш |
||
|
PШ
- мощность.
17
|
|
|
|
x |
2 |
|
|
1 |
|
|
|
W |
(x) |
e |
2 P |
||
|
|
Ш |
|||
|
|
|
|
|
|
УГП |
|
2 P |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ш |
|
|
|
(53)
Рисунок 16 График огибающий узкополосной гауссовской помехи.
|
|
|
|
|
|
( x U |
cos ) |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
1 |
|
|
0 |
|
|
W |
(x) |
|
e |
2P |
d |
|||
|
|
|
|
Ш |
||||
|
|
|
|
|
|
|
||
УГП ГС |
|
|
2 P |
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ш |
|
|
|
|
|
(54)
Рисунок 17 График огибающий узкополосной гауссовской помехи и гармонического сигнала.
18
Огибающая гауссовской помехи распределена по закону Рэлея
|
|
|
|
x |
2 |
|
|
x |
|
|
|
W |
(x) |
e |
2 P |
||
|
|
Ш |
|||
|
|
|
|
|
|
УГП |
|
P |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ш |
|
|
|
(55)
Рисунок 18 График огибающий гауссовской помехи Огибающая принимаемой сумму гармонического сигнала + УГП подчиняется обобщенному распределению Рэлея:
W |
(x) |
x |
I |
|
( |
2xh |
)e |
|
0 |
|
|||||
УГП ГС |
|
P |
|
|
P |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
Ш |
|
|
|
Ш |
|
|
x |
2 |
|
2 |
|
( |
|
h |
) |
||
2P |
|
||||
|
|
|
|
||
|
|
Ш |
|
|
|
(56)
где I0(v) – модифицированная функция Бесселя нулевого порядка от мнимого аргумента.
Рисунок 19 График огибающий суммы гармонического сигнала + УГП
19
5.8.Детектирование
Сучетом заданного вида приема (детектирования) сигнала дискретной модуляции:
а) рассчитать среднюю вероятность ошибки в двоичном ДКС, скорость передачи информации по двоичному симметричному ДКС, показатель эффективности передачи сигнала дискретной модуляции по НКС.
За количественную меру помехоустойчивости в системах электросвязи принимают среднюю на бит вероятность ошибки:
pош.ср=p(0)p(1/0)+ p(1)p(0/1) (57)
При равенствах априорных вероятностей p(0)=p(1)=0.5, а та же условных вероятностях p(1/0) = p(0/1) = pош (условие симметричности двоичной ДКС), средняя на бит вероятность ошибки равна pош.ср = pош.
pош _ ДАМ _ НП 0.5 * e |
0.25h2 |
0.007 |
(58) |
|
|
Скорость передачи информации по двоичному симметричному ДКС, когда p(1/0) = p(0/1) = pош определяется:
R |
|
|
1 |
[1 |
H |
|
] |
1 |
[1 |
p |
|
log |
|
p |
|
(1 p |
|
) log |
|
(1 p |
|
)] |
||
2 |
|
|
ОШ |
|
|
ош |
2 |
ош |
ош |
2 |
ош |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
и |
|
|
|
|
и |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R |
|
|
1 |
[1 0.007 log |
|
0.007 0.993log |
|
0.993] 2.24 *10 |
4 |
бит |
|
|
|
|
|
||||||
2 |
0.000042 |
2 |
2 |
|
с |
|||||
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(59)
(60)
Так как вероятность ошибок pош для различных видом сигналов детектора, то и R2 зависит от ОСШ. Для сравнения скорости R2
зависят от h2 на входе
(h |
2 |
) при данном виде |
|
модуляции и способе приема с пропускной способностью НКС показатель эффективности:
C
|
2 |
) |
(h |
||
1 |
|
|
вводят
|
R |
|
2.24 *10 |
4 |
|
||
|
|
|
|
||||
Э |
2 |
|
|
|
|
0.068 |
|
C |
3.3*10 |
5 |
|||||
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
Б) изобразить схему приемника сигналов дискретной модуляции и коротко принцип его работы, пояснить случай, когда он выносит ошибочное решение.
(61)
описать
Рисунок 20 Приемник сигналов ДАМ Амплитудный детектор, представляет собой нелинейный преобразователь и ФНЧ, выделяет
огибающую принимаемого сигнала ДАМ, прошедшего полосовой фильтр с эффективной полосой пропускания равной f . К дискретизатору подводиться отклик детектора U(t)
и последовательность дискретизирующих импульсов |
(t) с |
периодом |
|
и |
|
необходимы для взятия отсчета в середине посылки длительностью и . В РУ
и , которые (решающем
устройстве) отсчеты Uk сравниваются с пороговым напряжением решениепередана 1, если U k a0 , или передан 0, если U k a0 . Под
a0 |
и принимается |
действием помех в
канале связи амплитуда сигнала изменяется и РУ может ошибаться: при передаче 0 принимать 1 или же при передаче 1 принимать 0.
20