7.3. Мостовая и полумостовая схемы инверторов

Мостовая схема по сравнению с основной (Рис.7.7) содержит в два раза большее число транзисторов и диодов, но в ней более простой трансформатор. Транзисторы здесь коммутируются попарно. В первый полупериод в состоянии отсечки находятся транзисторы и , а в состоянии насыщения — транзисторы и . Во второй полупериод заперты транзисторы и , а насыщены и . Такое переключение обеспечивает смену полярности напряжения на первичной обмотке трансформатора через каждые полпериода. На базы транзисторов и ( и ) переключающие импульсы тока должны подаваться от источников, гальванически несвязанных между собой, что, конечно, усложняет схему возбудителя.

Рис.7.7. Мостовая схема Рис.7.8. Полумостовая схема

инвертора инвертора

К недостаткам мостовой схемы относится и то, что при одинаковых токах потери в транзисторах несколько больше, чем в основной схеме со средней точкой. Однако каждый из транзисторов мостовой схемы испытывает в два раза меньшее напряжение коллектор—эмиттер в запертом состоянии. В связи с этим преимущества мостовой схемы более ощутимы при значительных напряжениях источника постоянного тока.

Процессы в мостовой схеме почти полностью повторяют процессы в рассмотренной основной схеме. Исключение представляет лишь ток первичной обмотки, который является суммой токов и, следовательно, совпадает по форме с током вторичной обмотки, а по величине отличается от него в n раз. Действующее значение тока первичной обмотки в мостовой схеме в √2 раз больше, чем тока в первичной обмотке основной схемы при одинаковых нагрузках и напряжениях. Это обстоятельство улучшает использование трансформатора, его вольт-амперы получаются равными , т. е. совпадают с мощностью, выделяющейся в нагрузке.

Теми же самыми показателями, но при меньшем числе транзисторов, обладает полумостовая схема (Рис.7.8). В ней два транзистора ( , ) заменены конденсаторами, что позволяет получить искусственную среднюю точку источника постоянного напряжения . Если от источника можно непосредственно вывести среднюю точку (батарея аккумуляторов с четным числом элементов), то надобность в конденсаторах отпадает. Когда транзистор находится в состоянии насыщения, а в состоянии отсечки, нагрузка подключается к конденсатору который на нее и разряжается. Одновременно с током разряда конденсатора по нагрузке протекает и ток подзаряда конденсатора . Во второй полупериод открыт , разряжается , а подзаряжается . Если бы конденсаторы имели бесконечно большую емкость или средняя точка источника не была искусственной, то напряжение на первичной обмотке трансформатора или на нагрузке имело бы прямоугольную форму с амплитудой , поэтому из-за разряда конденсаторов форма напряжения отличается от прямоугольной.

7.4. Коммутационные процессы в преобразователе с независимым возбуждением

Если управлять транзисторами инвертора симметричными импульсами, т.е. сделать Тв = Т, то в течение времени рассасывания заряда неосновных носителей в их базах окажутся открытыми оба транзистора основной схемы рис. 13.5.

Рис. 7.9. Основная схема преобразователя с независимым возбуждением

Они на это время практически накоротко замыкают первичную обмотку трансформатора, их ток становится чрезмерно большим. В мостовой схеме инвертора (Рис.7.10) в течение коммутационного процесса открыты все четыре транзистора силовой цепи. Коммутационные токи в ней протекают через транзисторы Т1 и Т3 (Iс1) и Т2 и Т4(iс2). Их называют сквозными. Они перегружают транзисторы и забирают бесполезную, непередаваемую в нагрузку мощность от первичного источника.

Рис.7.10. Мостовая схема инвертора с независимым возбуждением

За время, необходимое для отключения ранее открытых транзисторов, сквозной ток не должен увеличиться до предельной для транзистора величины. В основной схеме (Рис. 7.11) коммутационные токи iс1 и iс2 полностью аналогичны сквозным. Они протекают по первичным полуобмоткам трансформатора навстречу друг другу к общей точке и также не трансформируются в нагрузку, но в отличие от мостовой схемы перегружают и трансформатор.

Рассмотрим процесс переключения транзисторов инвертора и диодов выпрямителя - коммутационный процесс - в схеме преобразователя (Рис.7.12). Пусть в момент t₀ на базу ранее открытого транзистора Т1 подается запирающий импульс напряжения (Рис.7.13), а на базу ранее запертого Т2 — отпирающий. До этого через транзистор Т1 протекал ток I_кн = nI₀. Током намагничивания трансформатора пренебрегаем, так как сердечник трансформатора не насыщен. В течение интервала времени t_{0 ÷} t₁ транзистор Т1 всё ещё находится в состоянии насыщения, так как происходит процесс рассасывания неосновных носителей заряда

Рис.7.11. Основная схема преобразователя

Рис.7.12. Схема преобразователя

в его базе. Следовательно, напряжение источника Е_п по-прежнему приложено к первичной полуобмотке 1 и на выходе инвертора (обмотка 3) поддерживается

Рис.7.13. Процесс переключения транзисторов инвертора и диодов выпрямителя

напряжение, равное существовавшему ранее. Транзистор Т₂ , открывшись, оказывается в активном режиме. Напряжение на его коллекторе равно 2Е_п (дополнительное к напряжению самого источника Е_п получается на полуобмотке трансформатора 2). Его ток начинает нарастать.

В соответствии с принятой ранее моделью транзистора, работающего в ключевом режиме, ток базы открывающегося транзистора нарастает по экспоненте

(7.8)

а изменение тока коллектора (в своём масштабе) следует без задержки за изменениями базового тока, т.е.

(7.9)

где ß – статический коэффициент усиления по току транзисторов Т₁ и Т₂; I_бм - амплитуда импульса тока базы; τ_т – постоянная времени транзистора; -фактическая кратность управляющего тока базы. Выражение для i_k2 справедливо до тех пор, пока рабочая точка транзистора находится в активной области. При переходе в насыщение ток коллектора транзистора перестает следовать за током базы, и данное выражение теряет силу.

Как уже было сказано, сердечник трансформатора ненасыщен, сумма намагничивающих сил его первичных обмоток (i_k1ω₁ - i_k2ω₁) равна намагничивающей силе тока вторичной обмотки i₂ т. е.

i_k1ω₁ - i_k2ω₁=I₀ω₂ (7.10)

Ток диода Д₁ пока не вышел из насыщения транзистор Т₁ остается равным I₀ и, следовательно, ток i_k1 будет возрастать настолько же, насколько увеличивается ток i_k2:

(7.11)

Это и приводит к появлению выброса на импульсе коллекторного тока отключающегося транзистора (диаграмма б). В момент времени t₁ транзистор T₁ выйдет из состояния насыщения, так как заряд неосновных носителей в его базе рассосался.

Определим время рассасывания заряда в базе Т₁ из следующих условий: к моменту окончания процесса рассасывания рабочая точка транзистора находится на грани перехода из режима насыщения в активный режим. Иначе говоря, возрастающий ток коллектора i_k1 в этот момент сравнивается с уменьшающимся во времени током βi₆₁.

Ток базы первого транзистора под воздействием скачка напряжения (Рис.7.13,б) уменьшается по экспоненте от значения I_бm и стремится к значению — I_бm. Поэтому для него, пока транзистор не закрылся, имеем

(7.12)

Подставив это выражение в условие, определяющее конец процесса рассасывания неосновных носителей заряда в базе и t=t₁ получим:

(7.13)

или время рассасывания:

(7.14)

Как только закончилось рассасывание заряда в базе Т1, он начинает запираться, его ток коллектора уменьшается, следуя за спадающим током базы I₆₁. Таким образом, на этапе t₁ < t < t₂, а ток транзистора Т₂ будет продолжать нарастать. В нагрузку через открытый диод Д₁, на этом этапе трансформируется разность токов i_k1-i_k2, поэтому скорость изменения токов транзисторов определяет скорость уменьшения тока запирающегося диода Д₁ (рис. 7.13,г). Использовав (7.8) и (7.14), получим

(7.15)

где m = 1/n = ω₁/ω₂ — коэффициент трансформации трансформатора; t' = t— t₁ — время, отсчитываемое от момента выхода Т₁из насыщения.

Ток, определяемый соотношением (7.12), протекает через диод Д₁ до тех пор, пока в его базовой области не рассосется заряд неосновных носителей. В течение времени рассасывания в диоде падение напряжения на чем даже при отрицательном токе остается малым, напряжения на обмотках трансформатора поддерживаются конденсатором С₁ практически такими же, какими они были при насыщенном транзисторе Т₁(Рис.7.13,д). После того как рассосется заряд неосновных носителей в диоде Д₁ (t>t₂), восстановится его большое обратное сопротивление, напряжение на выходе быстро меняет свою полярность (рис. 7.13, е, ж) и открывается диод Д₂. Для определения времени рассасывания заряда неосновных носителей в базе диода необходимо решить уравнение диффузии для этих избыточных носителей при экспоненциальном изменении тока через .диод. Ранее при анализе выпрямителя напряжения трапециевидной формы были приведены решения аналогичной задачи, но при линейно уменьшающемся токе через запирающийся диод.

Поскольку рассасывание заряда неосновных носителей в диодах выпрямителя обычно происходит на интервале, меньшем или примерно равном постоянной времени транзистора, то для приближенных расчетов можно воспользоваться полученными ранее результатами. В данном случае относительная скорость спадания тока диода при t=0 получается в соответствии с (7.12) равной

(7.16)

Таким образом, при инерционном диоде, обладающем постоянной времени Т_д>7Т/(2+1), время рассасывания неосновных носителей заряда в диоде определится как

(7.17)

а при Т_д<7Т/(2К_ф+1)

(7.18)

Сильное насыщение транзистора (увеличение фактического коэффициента насыщения К_ф) резко снижает время рассасывания заряда неосновных носителей в базовых областях диодов выпрямителя. Величина выброса обратного тока диода получается из (7.12) при подстановке t—Т_рд. Приближенные выражения для выброса обратного тока через диод получаются следующими:

(7.19)

(7.20)

Первое из этих выражений используют для времени рассасывания в диоде (7.17), а второе (7.18) в промежуточном случае, т. е. при т_д=7х₁/(2К_ф+1). Оба последних выражения дают выброс обратного тока диода, равный 1,5...2 от его прямого тока. У более инерционного диода максимальное значение больше, а у менее инерционного — меньше.

Таким образом, из-за инерционности транзисторов и диодов импульсы коллекторных токов отличаются по форме от прямоугольных. Значительные коммутационные всплески накладываются на передний и задний фронты (рис. 7.13, в, г).