2. Постановка задачи

Согласно заданию на проект необходимо разработать приемник сотовой связи. Данный приемник относится к классу носимых устройств, то есть должен отвечать дополнительным требованиям: малые габариты, малый вес, низкое энергопотребление, минимально возможные значения питающих напряжений. Все перечисленные характеристики наиболее полно реализуются в случае проектирования устройства преимущественно на интегральных микросхемах. В оптимальном случае вся обработка сигнала, начиная от входной цепи, и до оконечного устройства должна выполняться одной ИМС. В настоящее время существует масса «однокристальных» решений проблемы радиоприема, но большинство из них являются узкоспециализированными и не предоставляют разработчику свободу действий в реализации требуемых от устройства характеристик, в случае неординарных значений последних. Компромиссным подходом является применение нескольких ИМС, раздельно реализующих обработку сигнала на радио, промежуточной и звуковой частоте.

На современном этапе развития радиотехники широко используется цифровая обработка сигнала, и, как следствие, АЦП в структуре радиоприемника «приближается» к входной цепи радиоприемного устройства. Существуют ИМС[12] ПЧ подсистемы, в которых аналого-цифровое преобразование выполняется уже на ПЧ, и фильтры основной селекции, обеспечивающие избирательность по соседнему каналу, выполняются в цифровом виде. В подавляющем большинстве случаев применение цифровые методов обработки сигнала, включая рассмотренный, оправдано, если принимаемый сигнал модулирован цифровым сообщением. Анализируя техническое задание, заключаем, что проектируемый приемник получает из эфира сигнал с аналоговой частотной модуляцией. Демодулирование такого сигнала производится в аналоговых устройствах без аналого-цифрового преобразования. Как правило, аналоговый аудио сигнал с выхода демодулятора, поступает на усилитель низкой частоты, а затем на оконечное устройство, например на динамическую головку телефонного устройства. В итоге, приходим к выводу, что в плане общей структуры, наиболее рационально проводить обработку сигнала в проектируемом приемнике аналоговыми методами. К тому же, по показателю экономичности аналоговая техника заметно опережает цифровую, которая требует применения дорогих многоразрядных и быстродействующих АЦП(если аналого-цифровое преобразование производится на ПЧ величиной десятки МГц).

3. Выбор и обоснование структурной схемы приемника

3.1. Выбор структурной схемы приемника

Известны четыре основные структуры радиоприемных устройств[4]: 1) прямого усиления; 2) прямого усиления с регенерацией; 2) сверхрегенеративная; 4) супергетеродинная. В настоящее время преимущественно применяется четвертая структура, которую выбираем в качестве базы для проектируемого радиоприемного устройства.

Выбирая структуру приемника, будем руководствоваться ключевыми параметрами: частота принимаемого радиосигнала; избирательность по зеркальному каналу, избирательность по соседнему каналу, в сочетании с шагом сетки частот; чувствительность, отношение с/ш и полоса принимаемого радио сигнала; интермодуляционные искажения в сочетании с величиной динамического диапазона; относительная нестабильность частоты принимаемого сигнала. Рассмотрим каждую характеристику в отдельности.

Частота принимаемого сигнала определяет в первую очередь элементную базу радиочастотных блоков приемника. Указанные в задании на проект (930…950) МГц обязывают применять в преселекторе СВЧ фильтры, реализованные на резонаторах различных видов: полосковые, объемные, диэлектрические. Радиочастота 950 МГц не является препятствием к построению усилителя радиочастоты, преобразователя и гетеродина на основе интегральной микросхемы, поэтому все указанные блоки реализуем на ИМС.

Избирательность по зеркальному каналу, в соответствии с техническим заданием, составляет 42 дБ. Вообще говоря, селективность по зеркальному каналу определяется совокупность факторов, в которую, по крайней мере, входят: крутизна нарастания затухания преселектора(если имеется ввиду избирательность по 1-му зеркальному каналу) за пределами полосы пропускания, значение промежуточной частоты и полоса пропускания преселектора. Первый фактор из приведенного перечня, подлежащий детальному рассмотрению – это значение промежуточной частоты. Его следует выбирать таким, чтобы было возможным сконструировать или применить готовые фильтры основной селекции с центральной частотой, равной промежуточной, и при этом обеспечить заданную селективность по соседнему каналу(в предположении однократного преобразования частоты). Очевидно, что чем ниже центральная частота полосового фильтра, тем более узкой полосой пропускания(в абсолютном выражении) он может обладать. Шаг сетки частот, то есть расстояние на частотной оси между соседними каналами, равен кГц. Откуда следует необходимость обеспечения избирательности по соседнему каналу, равной 55 дБ, при отстройке от частоты основного канала на 25 кГц. Реализовать такую селективность без технических затруднений на практике возможно, применяя фильтры с центральной частотой приблизительно в сотни кГц. Теоретически разрешимо сконструировать селективную цепь, обеспечивающую требуемое внеполосное затухание на частотах и в десятки МГц, но для этого потребуется использовать десяток каскадно соединенных фильтров[15], что, учитывая потери каждого фильтра в полосе пропускания порядка (4...7) дБ[15] (подразумевается применение фильтров на ПАВ, так как разместить габаритные LC фильтры, характеризующиеся значительно меньшим затуханием в полосе пропускания, в компактном сотовом приемнике не представляется возможным), приведет к колоссальным потерям в избирательных цепях, равным типовым значениям суммарного коэффициента усиления всей ПЧ подсистемы приемника. Поэтому в выборе ПЧ основной селективности и усиления остановимся на значениях частоты в сотни кГц.

Как следует из принципа работы супергетеродинного приемника, зеркальный канал отстоит по частоте от основного на величину, равную удвоенной промежуточной частоте. Если, в соответствии с выше изложенными рассуждения, предположить ПЧ, равную 1000 кГц, то зеркальный канал отстоит от основного на 2 МГц. Радиосигнал же принимается в диапазоне частот (930...950) МГц. Таким образом, при настройке приемника почти на каждую частоту из рабочего диапазона, радиосигнал из этого же рабочего диапазона на частоте, отстоящей от основной на 2 МГц, будет приниматься по зеркальному каналу, что, естественно, недопустимо. Откуда, в предположении идеальной прямоугольной характеристики фильтров преселектора, вытекает необходимое условие равенства или превышения промежуточной частотой приемника значения в 10 МГц(половина ширины принимаемого диапазона частот).

В действительности, не существует фильтров, обладающих идеальной прямоугольной характеристикой. Лучшие образцы твердотельных фильтров диапазона (900...1000)МГц на диэлектрических резонаторах, выпускаемых промышленностью[15], обладают спадом АЧХ приблизительно 15 дБ на 10 МГц за пределами полосы пропускания. Несложный расчет показывает, что, комбинируя 2...3 таких фильтра и учитывая ширину диапазона рабочих радиочастот 20 МГц, представляется возможным реализовать в радиоприемном устройстве избирательность по зеркальному каналу 65 дБ, при выборе промежуточной частоты порядка 20 МГц.

Отметим, что выше изложенные рассуждения справедливы для не перестраиваемого по частоте преселектора. Использовать перестраиваемый фильтр или набор фильтров, с различными центральными частотами, в малогабаритном приемнике недопустимо ввиду ограничений на габариты и вес устройства. Следует также учесть нерациональность использования сложной управляемой селективной цепи в случае, если, как будет показано ниже, существуют другие подходы позволяющие обеспечить избирательности по паразитным каналам приема.

Сравнивая оценочные значения промежуточной частоты, полученные из соображений обеспечения избирательности по соседнему и зеркальному каналу, заключаем, что они отличаются более чем на один порядок. Решением данной проблемы является применение структуры приемника с двумя преобразованиями частоты. В этом случае первая ПЧ, порядка 20 МГц, позволяет выполнить требования избирательности по зеркальному каналу, а вторая, порядка 1000 кГц, гарантировать требуемую селективность по соседнему каналу.

Выбранная структура приемника с двумя промежуточными частотами, помимо своей сложности, имеет один существенный недостаток. Ввиду использования второго преобразования частоты, в приемнике появляется второй зеркальный канал, отстоящий от основной частоты на удвоенную величину второй ПЧ. Избирательность по этому паразитному каналу приема должна обеспечивать селективная цепь первой ПЧ. Поэтому необходимо внимательно отнестись к выбору соответствующего фильтра первой ПЧ, перенеся на него аналогичные требования к преселектору.

Чувствительность определяет наименьшее значение ЭДС в антенне(на входе приемника), при котором обеспечивается требуемое значение напряжения(мощности) и отношения с/ш на выходе приемника. В свою очередь отношение с/ш на выходе приемника определяется отношением с/ш на входе, ухудшенным в Кш (коэффициент шума) приемника раз. В задании на курсовой проект, определены характеристики: нормированная шумовая температура антенны, сопротивление антенны, чувствительность, полоса принимаемого сигнала(задана косвенно через параметры ЧМ), – которые жестко задают отношение с/ш на входе приемника(при расчете отношения с/ш полагают рабочую температуру приемника равной комнатной). Из перечисленных характеристик, обуславливающих величину отношения с/ш на входе приемника, классифицирующее значение по отношению к приемнику имеет ширина полосы принимаемого сигнала. В зависимости от её величины приемники разделяют на узкополосные и широкополосные. Непосредственно ширина полосы принимаемого сигнала в техническом задании не указана, но можно утверждать, что она не превышает шаг сетки частот 25 кГц. Эта цифра уже относит разрабатываемый приемник к разряду узкополосных. Данная характеристика особенно интересна в контексте рассмотрения отношения с/ш на входе приемника, так как именно она в большей степени определяет величину теплового шума, «стоящую» в знаменателе отношения с/ш на входе приемника. Таким образом, узкополосность приемника приводит к хорошему отношению с/ш шум на входе приемника, а следовательно и к послаблению требований по Кш всего приемника и отдельных его каскадов в частности. Такое аналитически обоснованное смягчение условия на значения Kш отдельных каскадов приемника особенно выгодно использовать во входной цепи, являющейся первым блоком на пути радиосигнала, а значит доминирующем в определении Кш всего радиоприемного устройства.

Интермодуляционные искажения объясняются взаимодействием двух и более сигналов различных частот на нелинейном элементе. Из всех продуктов взаимодействия различных частот на нелинейном элементе выделяют интермодуляции третьего порядка, как наиболее близко расположенные по частоте к основному каналу приема. Характерной особенностью интермодуляционных помех третьего порядка является их пропорциональность третьей степени уровня входного сигнала(в предположении что паразитные продукты появляются на нелинейности в результате взаимодействия помехового сигнала с входным). Пропорциональность помехи кубу величины полезного сигнала приводит к наложению строгих требований на максимально допустимый уровень входного сигнала приемника. Если же дополнительно задана чувствительность(минимальный уровень входного сигнала), то в результате верхний и нижний уровни входного сигнала ограничивают рабочий динамический диапазон. Но в техническом задании на проект уже определен динамический диапазон входных сигналов 60 дБ. Для его реализации совместно с выполнением требований по интермодуляционным искажениям применимы два подхода. Первый предполагает использование автоматической регулировки усиления каскадов радиоприемника. Второй метод основан на заведомом ограничении максимального уровня сигнала до первого каскада, в котором может проявиться нелинейность(первый каскад вносит наибольший вклад в суммарный уровень интермодуляционных искажений). Достигается это путем увеличения затухания, вносимого фильтрами преселектора в полосе пропускания. Обратной стороной такого подхода является возрастание Кш пассивного преселектора(Kш пассивного 4-х полюсника равен величине, обратной коэффициенту передачи, то есть затуханию в полосе пропускания).

Подчеркнем, что последний метод обеспечивает динамический диапазон в контексте требований по интермодуляционным искажениям. Для того чтобы уровень сигнала на выходе каскадов основного усиления(УПЧ) не превышал предельно допустимые значения, следует применить АРУ каскадов или использовать ограничитель.

Однозначно ответить на вопрос выбора подхода обеспечения динамического диапазона, возможно лишь по итогам расчетов уровней сигналов на выходе усилителей и реализуемой приемником избирательности по интермодуляционным продуктам третьего порядка. На начальном этапе проектирования полагаем, что динамический диапазон будет реализовываться применением преселектора, со значительным затуханием, и УПЧ- ограничителем.

Нестабильность частоты принимаемого сигнала зачастую влияет только на расширение полосы пропускания тракта второй ПЧ. Но возможна крайняя ситуации, когда нестабильность настолько велика, что расширенная из-за неё полоса пропускания тракта второй ПЧ захватывает соседний канал приема. Для борьбы с таким проявлением нестабильности частоты применяют системы автоподстройки ПЧ. Необходимость применения АПЧ промежуточной частоты становиться очевидной после расчета абсолютной нестабильности частоты и сравнения её с шагом сетки частот.

Для построения простейшей АПЧ ПЧ(чаще называемой АПЧГ) в приемник следует добавить цепочку из дополнительных блоков: частотный детектор; фильтр нижних частот; генератор управляемый напряжением, вместо гетеродина формирующего фиксированную частоту. Частотный детектор является чувствительным элементом, и его характеристика задает опорную частоту. ФНЧ обуславливает инерционность системы АПЧ, которая(инерционность) необходима для устойчивости АПЧ и отсутствия демодуляции сигнала с ЧМ. Генератор управляемый напряжением(ГУН) реализует изменение частоты гетеродина в соответствии с сигналом ошибки.

Подытоживая проведенный анализ структуры приемника, заключаем, что проектируемое устройство будет строиться по супергетеродинной схеме с двумя преобразованиями частоты. Для обеспечения динамического диапазона приемника будем стремиться использовать запас по величине затухания преселектора, обеспечиваемый низкими требованием к Кш приемника. Предусмотрим также возможность внедрения в ПЧ подсистему блоков АПЧГ.

В техническом задании на проектируемый приемник не указано, что является оконечным устройством приемника. Исходя из назначения приемника (приемник сотовой связи) полагаем, что это динамическая головка(громкоговоритель). Для нормального функционирования оконечного устройства необходимо усилить звуковой сигнал до определенного уровня в соответствии с параметрами динамической головки, а так как они неизвестны, то зададимся целью спроектировать приемник, на выходе которого будет присутствовать аудио сигнал уровня, достаточного для подачи на любой УНЧ. Достаточным будем считать уровень напряжения 200 мВ RMS(Root Mean Square среднеквадратическое значение).

На этапе постановки задачи было принято решение проектировать приемник с использованием ИМС. Из всего многообразия ИМС, выпущенных промышленностью за последние десятилетия, разработчик приемника отобрал изделия фирмы Philips Semiconductors и Analog Devices. Первые отличаются оптимальным сочетанием технико-экономических качеств, а вторые непревзойденными характеристиками. Блок первого смесителя с УРЧ построен на ИМС Philips Semiconductors SA602. В качестве дискретно перестраиваемого(для настройки на рабочую частоту) гетеродина первого смесителя выберем цифровой синтезатор частоты(косвенного синтеза, на основе кольца ФАПЧ) на ИМС Analog Devices ADF4360-7 с опорным генератором FOX 801BE-160 . ПЧ подсистему приемника, включая второй смеситель, реализуем на ИМС Philips Semiconductors SA608. Функцию гетеродина второго преобразователя частоты возложим на ГУН Mini-Circuits JTOS-25.

Детализированная структурная схема приемника, построенного на указанных ИМС, приведена в приложении 1.