8 Синтез активних rc-фільтрів

8.1 Класифікація фільтрів

Аналогові активні RC-фільтри обробляють аналогові сигнали. Їх синтез та виготовлення на сучасному етапі не пов’язані з принциповими труднощами, але можливості забезпечення серійноспроможності, точності та надійності досить обмежені.

Активний RC-фільтр містить операційний підсилювач ОП, резистори, конденсатори. Він може підсилювати в смузі пропускання СП, не містить котушок індуктивностей, вхідні кола не залежать від вихідних і можливе каскадне з’єднання ланок, має помірні ємності, габаритні розміри, масу, тому прийнятний для інтегрованих схем ІС.

Головною ознакою класифікації є задана форма АЧХ передаточної функції або загасання.

Фільтри нижніх частот ФНЧ (рис. 8.1а) пропускають сигнали від постійного струму до деякої частоті п, що обмежує смугу пропускання. Оскільки бажану прямокутну форму АЧХ отримати практично неможливо, задають граничну частотуз смуги затримки з великим загасанням сигналу. Нерівномірність характеристики в смузі пропускання задають у відсотках відносно середнього значення або граничними значеннями Кмакс та К мін , а у смузі затримки задають максимально допустиме значення Кз доп.

Фільтри вищих частот ФВЧ (рис. 8.1б). мають пропускати сигнали на частотах більш як п і затримувати на нижчих, обмежених частотоюз. Також задають допустиме значення коефіцієнта послаблення у смузі затримки і нерівномірність характеристики в смузі пропускання.

Смугові фільтри СФ (рис 8.1в). мають пропускати сигнали у смузі пропускання, обмеженій частотами п1 іп2. Для вузькосмугових фільтрів задають середню частотуо смуги прозорості і ширину смуги 2. Для смуги затримання задають коефіцієнта послаблення у межахз1п1 із2п2.

Режекторні фільтри РФ мають затримувати сигнали у заданій смузі частот. Вузькосмугові РФ (фільтри-пробки) не пропускають сигнали у смузі, обмеженій частотами з1 таз2, і пропускають їх на інших частотах.

Рисунок 8.1 – Типові АЧХ фільтрів: а) ФНЧ; б)ФВЧ; в) СФ

Апроксимована передаточна функція може бути реалізована з допомогою активного фільтра. В активних фільтрах використовують чотири типи підсилювачів:

- інвертуючі з дуже великим , теоретично нескінченим, підсиленням;

- інвертуючі зі скінченим підсиленням;

- неінвертуючі зі скінченим підсиленням, зокрема з коефіцієнтом підси-лення, який дорівнює одиниці;

- диференціальні.

Підсилювачі реалізують з допомогою інтегрованих операційних підсилювачів ОП, що сьогодні є практично єдиними активними елементами в

RC-фільтрах. Ідеальних ОП, звичайно, не існує. Щоб визначити наближення до ідеального конкретного ОП, використовують різні характеристики.

8.2 Методика проектування фільтрів

Методи проектування фільтрів відрізняються за конструктивними особливостями. Проектування пасивних LC-фільтрів здебільшого визначається структурною схемою.

Активні фільтри АФ математично описують передаточною функцією. Типам АЧХ надано назви поліномів передаточних функцій. Кожен тип АЧХ реалізують певною кількістю полюсів (RC-кіл) згідно з заданою крутістю спаду АЧХ. Найвідомішими є апроксимації Баттерворта, Бесселя, Чебишева.

Фільтр Баттерворта має максимально плоску АЧХ, в смузі подавлення нахил перехідної ділянки дорівнює 6дБ/окт на полюс, але він має нелінійну ФЧХ, вхідна імпульсна напруга спричиняє осциляцію на виході, тому фільтр доцільний для неперервних сигналів.

Фільтр Бесселя має лінійну ФЧХ, малу крутість перехідної ділянки АЧХ, сигнали усіх частот в смузі попускання мають однакові часові затримки, тому доцільний для фільтрації прямокутних імпульсів, які треба посилати без спотворень.

Фільтр Чебишева – фільтр рівних хвилявістей у СП, має плоску форму за її межами, доцільний для неперервних сигналів в випадках, коли треба мати крутий схил АЧХ за частотою зрізу.

Прости схеми фільтрів першого та другого порядків застосовуються лише колі нема жорстких вимог до якості фільтрації.

Каскадне з’єднання ланок фільтра здійснюють, якщо потрібний порядок фільтра вище другого, тобто коли треба сформувати передаточну характеристику з дуже великим послабленням сигналів у смузі подавлення й великою крутістю загасання АЧХ. Результуючу передаточну функцію отримують, перемножуючи часткові коефіцієнти передачі.

Фільтри непарних порядків компонують із вхідної ланки першого та (n-1)/2 ланок другого порядків, а парних - з n/2 ланок другого порядку. Ланки більших порядків не досить сталі та чутливі до змін параметрів, у зв’язку з чим їх рідко використовують. Ланки будують за однаковою схемою, але номінали елементів R,С різні, залежать від частот зрізу фільтра та його ланки: f_зр.ф/f_зр.л.

Однак слід пам’ятати, що каскадне з’єднання, наприклад, двох фільтрів Баттерворта другого порядку не дає фільтр Баттерворта четвертого порядку, бо результуючий фільтр матиме іншу частотну зрізу та іншу АЧХ. Тому необхідно вибирати коефіцієнти поодиноких ланок таким чином, щоб наступний добуток передаточних функцій відповідав вибраному типу апроксимації. Тому проектування АФ викликає утруднення з боку отримання ідеальної характеристики та складності її реалізації.

Завдяки дуже великим вхідним та малим вихідним опорам кожної ланки забезпечується відсутність спотворень заданої передаточної функції та можливість незалежного регулювання кожної ланки. Вихід кожної ланки безпосередньо з’єднують із входом наступної. Незалежність ланок дає змогу широко регулювати властивості кожної ланки зміною її параметрів. При цьому слід розрізняти регулювання функцій зміною параметрів ланки та забезпечення низької чутливості функцій до небажаних змін параметрів під впливом їх технологічного розкиду: зміни температури, вологості тощо. В кожному випадку слід шукати компроміс між вимогами стабільності та регулювання параметрів.

Принципово не має значення, в якому порядку розміщені часткові фільтрі, бо результуюча передаточна функція завжди буде однаковою. Проте існують різноманітні практичні рекомендації щодо порядку з’єднання часткових фільтрів. Наприклад, для захисту від самозбудження слід організувати послідовність ланок у порядку зростання часткової граничної частоти. Інший порядок може призвести до самозбудження другої ланки в області викиду її АЧХ, оскільки фільтри з вищими граничними частотами звичайно мають більшу добротність в області граничної частоти.

Інший критерій пов’язаний з вимогами мінімізації рівня шумів на вході. В цьому разі послідовність ланок обернена, бо фільтр з мінімальною граничною частотою послаблює рівень шуму, що виникає від попередніх ланок каскаду.

Розрахунок АФ здійснюється у два етапи:

1 - визначення числа ланок і коефіцієнтів їх передаточних функцій (ескізна частина розрахунку);

2 - розрахунок величин резисторів і ємностей кожної ланки (технічний проект).

8.3 Визначення числа ланок і коефіцієнтів їх передаточних функцій

8.3.1 На початковому етапі, відповідно до вимог технічного завдання на проектування, фіксуємо граничні частоти смуг пропускання п та затримки з, загасання у цих смугах частот Кмакс, Кмін, Кз, в наслідок до чого можна сформувати шаблони ФНЧ та ФВЧ (Рис. 8а,б).

8.3.2 Знаходимо відповідні граничні частоти для фільтра – прототипу ФНЧ з нормованою частотою смуги пропускання шляхом перетворення частот при збереженні значень загасань у смугах пропускання та затримки. Нормуємо за коефіцієнтом передачі та за частотою:

- для ФНЧ, ФВЧ Кнмакс = Кмак- Кмін, Кнмін = Кмакc – Кз;

пн =п /п =1, зн = з /п .

Для ФВЧ зробимо перехід від нормованого ФВЧ до нормованому ФНЧ заміною н 1/н, тобто пн =1, зн =1/зн .

8.3.3 Визначаємо порядок фільтра, потрібний для отримання АЧХ, що вимагається. Для передаточних функцій фільтрів Баттерворта

;

для передаточних функцій фільтрів Чебишева

,

де Кнмін та Кнмакс у децибелах (Кнмін , Кнмакс >0).

Отримане значення n треба округлити до ближнього більшого цілого. Для вирішення другого виразу можна скористатися співвідношенням

.

8.3.4 Поліноми N (р ) та D (p) n-го порядку для нормованого ФНЧ беремо з таблиць 8.1…8.4. Тоді передаточна функція W(р)= N (р ) / D (p) .

Для фільтра Баттерворта N (р )=1, а для фільтра Чебишева – з таблиць 8.2…8.4.

Таблиця 8.1 – Передаточні функції Баттерворта

Порядок n	D(p)
1 2 3 4 5 6 7	(p+1) (p2+1,41421p+1) (p+1)(p2+p+1) (p2+1.84776p+1)(p2+0,76537p+1) (p+1)(p2+1,61803p+1)(p2+0,61803p+1) (p2+1,93185p+1)(p2+1,41421p+1)(p2+0,51764p+1) (p+1)(p2+1,80194p+1)(p2+1,24698p+1)(p2+0,44504p+1)

Таблиця 8.2 – Передаточні функції фільтрів Чебишева

(пульсації в смузі пропускання 0,5 дБ)

Порядок n	N(p)	D(p)
1 2 3 4 5 6	2,863 1,431 0,716 0,358 0,1789 0,0895	(p+2,863) (p2+1,426p+1,516) (p+0,626)(p2+0,626p+1,142) (p2+0,351p+1,064)(p2+0,847p+0,356) (p+0,362)(p2+0,224p+1,036)(p2+0,586p+0,477) (p2+0,155p+1,023)(p2+0,424p+0,590)* *(p2+0,580p+0,157)

Таблиця 8.3 – Передаточні функції фільтрів Чебишева

(пульсації в смузі пропускання 1 дБ)

Порядок n	N(p)	D(p)
1 2 3 4 5 6	1,965 0,983 0,491 0,246 0,123 0,00614	(p+1,965) (p2+1,098p+1,103) (p+0,494)(p2+0,494p+0,994) (p2+0,674p+0,279)(p2+0,279p+0,987) (p+0,289)(p2+0,468p+0,429)(p2+0,179p+0,988) (p2+0,124p+0,991)(p2+0,340p+0,558)* *(p2+0,464p+0,125)

Таблиця 8.4 – Передаточні функції фільтрів Чебишева

(пульсації в смузі пропускання 3 дБ)

Порядок n	N(p)	D(p)
1 2 3 4 5 6	1 0,500 0,250 0,125 0,0625 0,0313	(p+1) (p2+0,644p+0,707) (p+0,298)(p2+0,298p+0,839) (p2+0,170p+0,903)(p2+0,410p+0,196) (p+0,177)(p2+0,110p+0,936)(p2+0,287p+0,387) (p2+0,0763p+0,955)(p2+0,209p+0,522)* *(p2+0,285p+0,0887)

8.3.5 Зробимо зворотний перехід від нормованого ФНЧ до проектуємого:

• маштабування за коефіцієнтом передачі:

- маштабування за частотою: робимо заміну рр/w_п для ФНЧ, рw_п/р для ФВЧ, де w_п =2п [рад/с] , і записуємо поліном D¹(p) .

Записуємо передаточну функцію W¹(р)= N¹ (р ) / D¹ (p).

Перетворюємо цей вираз за такою схемою:

- припустимо, що для фільтра ФВЧ по апроксимації Чебишева отримано N¹ (р )=1,58, D (p)= (р + 0,626)(р² +0,626р + 1,142).

Після заміни рw_­­­­_п/р маємо:

D¹(p)= (w_п/р + 0,626)( w²_п/р² +0,626 w_п/р + 1,142),

W¹(р)= N¹ (р ) / D¹ (p) = 1.58/(w_п/р + 0,626)( w ²_п/р² +0,626 w_п/р + 1,142)=

=1.58р³ / (0,626р + w_п)(1.142р² +0,626 w_пр + w ²_п) =

=2.21 р³/ (р + 1.597 w_п)(р² +0,548 w_п р + 0,876 ² _п).

Нагадаємо, що для ФНЧ цей вираз за тими же умовами має вигляд:

W¹(р)= N¹ (р ) / D¹ (p) =

= 1,58 / (р/w_{п +}0,626)( р ²/w² _п + 0,626 р /w _п­ + 1,142) =

= 1,58 w³_п / (р + 0,626 w_п)( р ²+0,626 рw_п + 1,142 w² _п).

8.3.6 Зробимо перехід від передаточної функції до схеми. Для цього представимо W(р) n-го порядку у вигляді добутку лінійного (першого порядку) та квадратичних (другого порядку) співмножників. Загальний порядок, наприклад, дорівнює n =1+2=3, n =1+2+2=5, n = 2+2 +2=6.

Загальний коефіцієнт передачі фільтра (згідно до п.5 К = 2,21 разів) буде визначатися добутком коефіцієнтів передачі окремих фільтрів К = К₁ К ₂К₃ …, а передаточна функція W(р)=W(р)₁W(р)₂W(р)₃…

Передаточна функція для n =1+2=3 (наприклад за п.5) записується так

W¹(р)=W (р) ₁W(р)₂ = [К₁р / (р+1,517 w_п)][К ₂ р ²/ (р² + 0,548 w_п р + 0,876 w² _п) ].

Розподіляємо загальне підсилення К проміж фільтрами. Наприклад, для п. 8.3.5 встановимо для першого фільтру К₁ =1, для другого К₂ =2,21.

Для фільтрів ФВЧ загальне підсилення розподілятимемо між каскадами (ланками) у процесі розрахунку.

8.4 Вибір схемних рішень

Схемні рішення для побудови окремих фільтрів обираємо згідно з вимогами ТЗ та з урахуванням позитивної якості та вадів схем :

- ФНЧ-І (рис. 8.1) - неінвертуючий, високий вхідний опір в смузі пропускання, не навантажує вихід попереднього каскаду.

- ФВЧ-І (рис. 8.2) - неінвертуючий, незалежна настройка К і w.

Рисунок 8.1 – ФНЧ-I неінвертуючий Рисунок 8.2 – ФВЧ-I неінвертуючий

- ФНЧ-ІІ з багатопетльовим зворотним зв'язком (рис. 8.3) - малі та середні значення добротності (<20), інвертуючий, можливо побудувати фільтр з К<1, відносна невисока чутливість до розкиду значень елементів, відносно малий вхідний опір, легко налагоджуються лише два параметра w i Q,, великий діапазон значень елементів при великих Q і К.

- ФВЧ-ІІ з багатопетльовим зворотним зв'язком (рис. 8.4) - малі та середні значення добротності (<20), інвертуючий, можливо побудувати фільтр з К<1, відносна невисока чутливість до розкиду значень елементів, великий діапазон значень елементів, необхідно три конденсатора, складна настройка, коефіцієнт передачі дорівнює відношенню ємностей двох конденсаторів, що менш стабільне ніж за відношенням двох резисторів.

• ФНЧ-ІІ Саллена-Кея (рис. 8.5) та Баттерворта для К=1 (рис. 8.7) - неінвертуючий, мали та середні значення добротності (<20), відносна висока чутливість до розкиду значень елементів, обмежені можливості реалізації К>1, легко налагоджуються лише два параметра.

- ФВЧ-ІІ Саллена-Кея (рис. 8.6) та Баттерворта для К=1 (рис. 8.8) -неінвертуючий, мали та середні значення добротності (<20), відносно невеликий діапазон номіналів елементів, відносно висока чутливість до відхилення значень елементів, не вдається перекрити діапазон можливих значень w_з, Q і К.

Рисунок 8.3 – ФНЧ-ІІ з багато- Рисунок 8.4 – ФВЧ-ІІ з багато-

петльовим зворотним зв’язком петльовим зворотним зв’язком

Рисунок 8.5 - ФНЧ-ІІ Саллена-Кея Рисунок 8.6 - ФВЧ-ІІ Саллена-Кея

Рисунок 8.7 - ФНЧ-ІІ Баттерворта Рисунок 8.8 - ФВЧ-ІІ Баттерворта

- ФВЧ-ІІ, ФНЧ-ІІ на базі конверторів повного опору - неінвертуючий, невисока чутливість w_з, Q і К до відхилення значень елементів від номінальних, проста настройка, мали та великі значення добротності (до 100), великі Q реалізуються за невеликим діапазоном номіналів елементів.

8.5 Розрахунок компонентів схем ланок фільтрів

8.5.1 ФНЧ-І і ФВЧ-І неінвертуючих (рис.8.1, 8.2):

- обираємо значення ємності С з номінального ряду за формулою

С (нФ) = (2…20)/ f_п (кГц),

- опір R1 = 1 / 2 f_п С (Обчислювати всі опори треба до третього знака);

- обираємо номінал R2 з діапазону 1…50 кОм (частіше 20 кОм);

- визначаємо опір R3 із співвідношення К = 1 + R3/ R2 за розрахованим попереду коефіцієнтом передачі К.

8.5.2 ФНЧ-ІІ з багатопетльовим зворотним зв'язком (рис. 8.3):

- обираємо номінал ємності С2 (див. п.1);

- для отримання дійсних значень R1 і R2 потрібно виконати нерівність

С1> [ 4 (К + 1) Q_F²] C2,

де Q_F =/В, А – числове значення попередуw_п² у знаменнику W¹(р), В – числове значення попереду рw_п у знаменнику W¹(р). Із стандартного ряду номінальних значень обираємо С1;

- визначаємо R2:

;

вираз у квадратних дужках містить знак , тому можливо два значення R2: R2₁ і R2₂;

• визначаємо відповідно по два значення для R1 і R3:

R1 = R2/К , R3 = 1/ w_п² С1С2 R2.

Далі розраховуються наступні ланки за цей же схемою з урахуванням значень Q_F і К для цих ланок. Результати розрахунку звести у таблицю: перший каскад –параметри, другі каскад – параметри.

8.5.3 ФНЧ-ІІ Саллена-Кея (рис.8.5):

- обираємо номінал ємностей С1=С2=С (див. п.1);

- виходячи з отриманих раніше значень К_і та добротності, Q_F =/В, де А – числове значення попередуw_п² у знаменнику W^і(р), В – числове значення попереду рw_п у знаменнику W^і(р), опір R2 дорівнює:

,

а опір R1=1/ w_п² С² R2; нагадаємо, що треба мати К_і >2. Якщо 1<К_і<2, треба задати рівні опори R1=R2=R, а розрахувати ємності:

С1=1/ w_­­­­_п² R² С2 ; ,

• обираємо номінал резистора R3 з діапазону 10…50 кОм;

• опір резистора R4=R3(К_і -1).

Розраховуються наступні ланки за цей же схемою. Кінцевий каскад повинен забезпечити підсилення

К_{л кінц}=К/ К_л1^. К _л2 ^.К _л3…

8.5.4 ФНЧ-ІІ Баттерворта (рис. 8.5):

• обираємо R1= R2=R, С1=2С2=2С (див.п.1), тоді для цей схеми Кі =1;

• опір R1= R2= R 1/ w_п С.

8.5.5 ФВЧ-ІІ Саллена-Кея (рис.8.6):

- обираємо номінал ємностей С1=С2=С (див. п.1);

- допускаючи, що R1 = R2= R, обчислюємо коефіцієнт передачі ланки К_л=3 - Q_F, де Q_F =/В, А – числове значення попередуw_п² у знаменнику W(р), В – числове значення попереду рw_п у знаменнику W(р) та опір R =1/ w_п С;

- вибираємо опір резистора R3 з діапазону 10…50 кОм;

- опір резистора R4= R3(К_л-1);

Розраховуються наступні ланки за цією ж схемою.

Кінцевий каскад повинен забезпечити підсилення

К_{л кінц}=К/ К_л1^. К _л2 ^.К _л3…

Далі як раніше вибираємо С та R3, обчислюємо R4= R3(К_{л кінц} -1), потім R1 і R2:

; R2=1/ w_п² С² R1.

Результати звести у таблицю: перший каскад-параметри, другий - параметри.

8.5.6 ФНЧ-ІІ Баттерворта (Рис. 8.7):

• обираємо С1=С2=С (див.п.1), R2 =2R1=2R, тоді для цей схеми Кі=1;

• опір R1= R= 1/ w_п С;

• опір R2=2R.

8.5.7 ФВЧ-ІІ з багатопетльовим зворотним зв’язком (Рис. 8.8):

- обираємо С1=С3=С (див.п.1);

• визначаємо С2=С/Кі ;

• опір R1=Кі/ w_п² С² R2;

• опір R2=Q_F (2Ki + 1)/ w_п С;

Далі розраховуються наступні ланки за цією ж схемою.

8.6 Вибір номіналів елементів

Щоб у реальному фільтрі забезпечувалася потрібна АЧХ, опори та ємності слід вибирати з достатньою точністю. Це досить просто для резисторів, якщо брати їх з допуском на опір 1%, і важче для ємностей конденсаторів, бо допуски на них коливаються в межах 5…20%. Тому зручніше спочатку задавати ємності, а за ними обчислювати опір резисторів.

Найменша ємність конденсатора повинна бути багато більш ніж паразитні ємності кіл. Для підвищення стабільності характеристики ланок слід вибирати значення ємностей між одиниць – десятків нанофарад. Конденсатори слід вибирати з малими ТКЕ і з tg<0,08 для Q_F =100, наприклад, типу КМ-6 або одновідсоткові К70-6, К10-17.

Треба мати на увазі, що опори розрахованих резисторів повинні бути багато менше паразитних опорів конденсаторів і вхідних опорів ОП і значно більше вихідного опору ОП і джерела сигналів. На частотах більш 10 кГц не слід вибирати опорі вище 100 кОм. Слід використовувати металоплівкові резистори, так як вони мають низький рівень власних шумів, хорошу частотну характеристику та низький температурний коефіцієнт опору.

Опори резисторів треба обчислювати з точністю до третього знаку. Якщо опір резистора значно відрізняється від найближчого номіналу, опір треба скласти з послідовного включення двох резисторів з номінальними опорами, які в сумі складають значення близьке до потрібного. Наприклад, R=R^’ +R^’’ =11573,317 = 11 кОм + 560 Ом.

8.7 Вибір операційного підсилювача

Вибір типу ОП необхідно підпорядковувати вимогам його можливого використання (точність, стабільність параметрів, вхідний та вихідний опори, струм, потужність, робоча смуга частот, час затягування фронту імпульсу, швидкість реакції на стрибки різної вхідної напруги) та економічним вимогам (вартість, доступність, взаємозамінність).

Вибираючи ОП, враховують наступні міркування.

Характер кола зворотного зв’язку: коли використовують інвертуючий вхід ОП, то неінвертуючий заземляють, а коли неінвертуючий вхід - беруть ОП з диференціальним входом. Підсилювачі з широкою смугою частот мають хороші якісні показники виключно в інвертуючому виконанні, оскільки прямий вхід не є широкосмуговим. Тому такі ОП не можна застосовувати в колах з диференціальним входом.

Частотні властивості:рекомендується вибирати ОП, у якого добуток коефіцієнта підсилення на смугу пропускання більш ніж 50Q_Fразів для схем з багатопетльовим ЗЗ, 100Q_F- для інших.

Характер джерела сигналу: якщо немає потреби обробляти постійну складову, джерело сигналу і ОП можна розділити ємністю, що, в свою чергу, призведе до пригнічення залишкових напруг шуму та дрейфу.

Кінцеві значення Rвх і Rвих:для інвертуючого входу необхідно виконати умову Z₀< 0,1Z_вх у діапазоні частот, де Z₀- опір кола, ввімкнутого паралельно до входу ОП; умова підключення резисторів до виходуR >5R_вих..

Характер навантаження:опір навантаження визначають вимогами до вхідних напруги й струму. Не слід забувати, що частина вихідного струму протікає через петлю зворотного зв’язку. Якщо параметри ОП не відповідають вимогам до напруги та струму на опорі навантаження, необхідно між ОП і навантаженням ввімкнути підсилювач струму або напруги. Ємнісне навантаження часто негативно впливає на характер частотної характеристики, а отже, й на стійкість кола.

Напруга зміщення та вхідні струми: в будь якому випадку необхідно вибирати ОП з мінімальними значеннями та температурним дрейфом.

Вплив зовнішніх факторів:ОП повинен працювати без додаткових підстроювань у діапазоні змін робочих температур із заданою нестабільністю та абсолютними значеннями напруги джерела живлення.

Потрібна точність:визначають точність, з якою ОП може забезпечити потрібну частотну характеристику коефіцієнта передачі протягом усього передбачуваного часу безвідмовної роботи.

Принцип використання:гарантованою надійністю роботи ОП є не перевищування значень паспортних даних струмів та напруги. Слід забезпечити корекцію АЧХ для уникнення самозбудження на високих частотах. Елементи (С,RC-ланцюжки), що корегують АЧХ, припаюють до відповідних виводів якомога короткими провідниками. Щоб не виникали додаткові паразитні зв’язки, які призводять до самозбудження, між вузлами джерел живлення і загальним проводом слід ввімкнути безіндукційні керамічні конденсатори ємністю 10…100 нФ, які шунтують високочастотні складові струму. Монтаж слід робити провідниками якомога меншої довжини, у разі необхідності (для виключення зовнішніх електромагнітних полів) використовувати екранування.

Максимальна вихідна напруга: задана напруга U_{вих макс}не повинна перевищувати U_вих ОП в режимі обмеження. Для більшості ОП U_вих можна отримати 70…80 % від напруги джерела живлення.

Додаток А - Титульна сторінка

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ Черкаський державний технологічний університет Кафедра радіотехніки РОЗРАХУНКОВО-ГРАФІЧНА РОБОТА ПОЯСНЮВАЛЬНА ЗАПИСКА Ф І Л Ь Т Р Н И Ж Н І Х Ч А С Т О Т Виконав ст. гр. ______ Керівник Іванов І.І. Петров А.П. _____________________ ______________________ (підпис) (підпис) “__”_____________ 200… р. “__ ”___________ 200… р. ЧЕРКАСИ 200…

Додаток В - Перелік елементів

Зона		Поз. позн.		Найменування				Кільк.	Прім.
				Резистори:
				МЛТ ГОСТ 7113-66.77
				С2-33Н ОЖО.467.173ТУ
				СП3-19а ОЖО.468. 372ТУ
		R1,R2		С2-33Н-0,125–4,7 кОм 1% -А –В -В				2
		R3		С2-33Н-0,125–230 Ом 1% -А –В -В				1
		R4*		МЛТ-0,125–15 кОм 10%				1	11 кОм ... 18 кОм
				Конденсатори:
				К10-17 ОЖО.460.172 ТУ
				К50-35 ОЖО.464.214 ТУ
		С1…С11		К10-17-1б-М47-1 нФ  5%				11
		С12		К50-35-16В-47 мкФ				1
		ДА1…ДА5		Мікросхема 154УД3 бКО.347.206ТУ3				5
							ГЮІК 250.017.ПЕ			Лист
										2
Змін.	Лист		№ докум.		Підп.	Дата