2. Регулювальні характеристики реальних бустерних перетворювачів [5]

Аналізуючи вираз ( 3 .21), легко побачити, що теоретично можна збільшувати вихідну напругу перетворювача до нескінченності. Здавалося б, за допомогою таких простих засобів можна створити підвищуючий стабілізатор, який має на вході 1,5 В, тобто величину напруги одного гальванічного елементу, й видає на навантаження 1,5 кВ! На жаль, максимальний підвищуючий коефіцієнт перетворення, навіть при використанні в схемі елементів високої якості, суттєво обмежений. Його значення не перевищує в типових практичних схемах значення 3…6. Це обумовлено паразитними параметрами елементів схеми. В схемі Рис.  3 .15 показані основні паразитні параметри: активний опір обмотки індуктивного елементу (r_L), опір ключового елементу у відкритому стані (r_VT), диференційний опір діоду в прямому напрямку (r_VD). Для простоти будеми вважати, що опори транзистора та діоду приблизно рівні, тоді загальний опір зарядного та розрядного кіл перетворювача можна вважати приблизно однаковим:

.

(3.30)

Рис. 3.15. Паразитні параметри в реальному бустерному перетворювачі

Регулювальна характеристика перетворювача ( 3 .21) для схеми з паразитними параметрами набуде вигляду:

;

Згідно виразу ( 3 .24) та Рис.  3 .14

.

Враховуючи рівність r_VT=r_VD

.

Зважаючи на ( 3 .30)

.

Струм через навантаження визначається, як , тому

.

(3.31)

Вираз ( 3 .31) справедливий для діапазону коефіцієнтів заповнення в межах від 0 до_кр, який називається критичним коефіцієнтом заповнення. Критичний коефіцієнт заповнення визначає межу використання такого перетворювача; при перевищенні цієї межі регулювальна характеристика перетворювача набуває спадаючого вигляду. Це відбувається тому, що падіння напруги на паразитному опоріrуже не може бути скомпенсованим зростанням струму в індуктивності.

Визначити критичний коефіцієнт заповнення можна за формулою:

.

(3.32)

Графічно сімейство регулювальних характеристик показано на Рис.  3 .16. Добре видно, що якщо необхідно отримати достатньо протяжну початкову ділянку, й, відповідно, розширити діапазон регулювання вихідної напруги, необхідно зменшувати активні опори зарядного та розрядного кіл. У практичних схемах таких перетворювачів максимальний коефіцієнт заповнення вибирається не більшим 0,8…0,9, щоб не виходити на падаючу ділянку регулювальної характеристики. Для цього в систему керування таким перетворювачем необхідно вводити спеціальний обмежувач.

Рис. 3.16. Сімейство регулювальних характеристик реальних бустерних перетворювачів

4. Інвертуючий імпульсний регулятор напруги (buck-boostconverter) [2,3]

Схема3 (buck-boostconverter) з дроселем, підключеним паралельно до навантаження і ключем, з’єднаним послідовно з навантаженням (Рис.  4 .17), дає можливість одержати на навантаженні напругуU_d, яка може бути як більшою, так і меншою напруги джерела живлення (U_d≥E). Крім того, полярність вихідної напруги в цій схемі протилежна до полярності напруги джерела живленняЕ. При замиканні ключаSдросельLпідключений до джерела живленняЕі в ньому відбувається накопичення енергії. При розмиканні ключаSстру дроселяi_Lпродовжує протікати у попередньому напрямку. При цьому відкривається діодVDі енергія, яка була накочена в дроселіL, передається до конденсатораСі навантаженняR_d, Полярність напруги на конденсаторі, а отже, і на навантаженні протилежна до полярності джерела живленняЕ. При наступному замиканні ключаSдіодVDзакривається за рахунок підключення напруги джерела живлення, а струм у навантаженні підтримується за рахунок енергії, яка була накопичена у конденсаторіС.

Рис. 4.17

Незважаючи на відмінність властивостей, розглянуті схеми мають спільні риси. Так усі три схеми (Рис.  2 .9,Рис.  3 .13, Рис.  4 .17) побудовані з однакових елементів і відрізняються тільки способом з’єднання їх між собою. В залежності від опору навантаження R_d, а також параметрів імпульсів керування індуктивністьLможе працювати в режимі безперервного, або переривчастого протікання струму. Показано, що в схемах 2 та 3 аналогічно до схеми 1 у режимі безперервного протікання струму середнє значення вихідної напругиU_dне залежить від опору навантаженняR_d.

Для схеми 3 можемо записати, що EI_Lt_i/T=U_dI_Lt_п/T. Отже, для режиму ШІР регулювальна характеристика

,

(4.33)

Рис. 4.18

Для режиму ЧІР-а

,

(4.34)

а для режиму ЧІР-б

.

(4.35)

На Рис.  4 .19 наведено графіки регулювальних характеристик для трьох схем імпульсних регуляторів при їх роботі відповідно в режимах ШІР, ЧІР-а та ЧІР-б. Ці характеристики дійсні для схем регуляторів, побудованих на ідеальних елементах. Слід зазначити, що вони досить добре описують властивості регуляторів на реальних елементах у режимі безперервного струму дроселя при U_d^*≤3. ПриU_d^*>3 вплив паразитних опорів компонентів схеми стає помітним і відбувається обмеження зростання вихідної напругиU_d.

ШІР ЧІР-а ЧІР-б

Рис. 4.19

Визначимо середній струм дроселя I_L, який співпадає з середнім струмом ключа під час імпульсу (I_кл.сер) та з середнім струмом діоду під час паузи. Як і для бустера, скористаємось балансом потужностей на вході й виході та регулювальною характеристикою:

.

(4.36)

.

(4.37)

Остання залежність співпадає з ( 3 .24), й, відповідно, робота при близьких до одиниці також буде ускладненою для наведеної схеми, як і для підвищуючого перетворювача.

Приріст струму в дроселі I_L визначається аналогічно тому, як це було виконано для попередньої схеми: записується напруга на дроселі в інтервалі імпульсу та використовується вираз для регулювальної характеристики, що приводить до:

.

(4.38)

Змінна складова напруги на виході – половина розмаху U_C – визначається так само, як і для бустеру, та має такий же вираз:

.

(4.39)

Робота у режимі НС відбувається при виконанні нерівності:

.

(4.40)

Граничне значення індуктивності L_гр, при якому режим НС переходить до режиму ПС, має місце приI_Lmin=0. З ( 4 .40) визначимо:

.

(4.41)

Приклад 4.4.Інвертуючий регулятор повинен підтримувати вихідну напругу 30 В під час зміни вхідної від 15 до 45 В зі зміною струму навантаження від 0,2 до 3 А. Частота роботи ключа 300 кГц. Визначити індуктивність дроселя, яка забезпечує роботу регулятора у режимі НС.

З ( 4 .41) виходить, що при виборі індуктивності слід визначити можливе максимальне за даних умов роботи значення правої частини. Іншими словами, необхідно визначити R_dmaxта_min.

За даних умов роботи регулятора знайдемо:

.

Використовуючи рівність ( 4 .33) при Е=Е_max, визначимо_min:

.

Підставимо отримані значення R_dmaxта_minв ( 4 .41):

.

Отже, при L>90 мкГн та заданих умов, робота дроселя буде відбуватися у режимі НС. Це твердження стосується тільки періодичного режиму регулятора.

У режимі переривчастого струму дроселя середнє значення напруги на навантаженні U'_dдля обох схем буде більшим, ніж у режимі безперервного протікання струму (U'_d> U_d). Це пов’язано з тим, що дросельLпередає енергію в навантаження на протязі інтервалуt'_п, який менший від тривалості розімкненого стану ключаt_п(t'_п< t_п). Отже, відповідно до ( 3 .21) і ( 4 .33)U'_d> U_d. Чим більший опір навантаження, тим менша тривалість інтервалуt'_п, а отже, тим більшою буде напруга на навантаженніU'_d.

Як видно з графіків (Рис.  4 .19), у режимі безперервного протікання струму дроселя регулювальні характеристики для схеми 1 – лінійні, а для схем 2 та 3 – нелінійні. В той же час у режимі переривчастого струму дроселя регулювальні характеристики схеми 1 стають нелінійними, а для схем 2 та 3 – майже лінійними.

З трьох розглянутих схем найчастіше застосовується схема 1. Дві інші схеми порівняно з першою мають гірші масо-габаритні та динамічні показники, а також менший ККД. Це пов’язано з тим, що в схемі 1 елементи фільтра LCодержують енергію безпосередньо від джерела живлення, а потім віддають її до навантаження. У схемі 2 та 3 енергія від джерела живлення спочатку передається до дроселяL, а потім з дроселя надходить до конденсатораCта навантаженняR_d. На етапі замкнутого стану ключа струм у навантаженні підтримується тільки за рахунок енергії конденсатораС. Тому ємність конденсатораС у цих схемах повинна бути значно більшою, ніж у схемі 1. Причому, ця ємність не залежить від індуктивності дроселяL та частоти роботи ключаf

,

(4.42)

де K_п=U_d/2U_d– коефіцієнт пульсацій вихідної напруги;

t_i – тривалість замкнутого стану ключаS.

Оскільки в схемах 2 та 3 енергія до навантаження передається у два етапи, ККД цих схем буде меншим, ніж у схеми 1.Тому схеми 2 та 3 мають обмежене застосування. Схема 2 використовується у тих випадках, коли на навантаженні R_d треба одержати напругуU_d>E, а схема 3 – для одержання протилежної по відношенню до джерела живленняЕ полярності вихідної напруги U_d.