инвертор тока послед-параллел

Тогда в п. 2.4.2 надо использовать формулу (2.10), дающую соотношение для выходного напряжения инвертора, которое можно рассматривать как напряжение нагрузки, приведенное к первичной обмотке трансформатора:

.

После этого можно определить коэффициент трансформации трансформатора: , а дальнейший расчет вести для приведенного значения тока нагрузки .

Очевидно, что мощности и фазовые сдвиги в схеме не зависят от коэффициента трансформации.

Формирование управляющих импульсов, подаваемых на силовые полупроводниковые приборы инвертора, возможно не только с помощью независимого задающего генератора, но и с помощью фазосмещающего устройства, вырабатывающих их из выходного напряжения самого инвертора. Соответственно первый режим называется режимом работы с независимым возбуждением, а второй режим называется режимом работы с самовозбуждением. Режим работы с самовозбуждением часто используется в электротермических устройствах, не предъявляющих к инвертору жестких требований в отношении стабильности рабочей частоты [3,18]. Структурная схема преобразовательной установки, работающей в режиме самовозбуждения, показана на рис. 2.9. В этой схеме импульсы управления на тиристоры формируются с помощью специального блока, так называемого фазосмещающего устройства ФСУ, которое обеспечивает необходимый сдвиг фазы импульсов управления по отношению к напряжению обратной связи, подаваемому на вход ФСУ.

Одна из простейших схем фазосмещающего устройства представлена на рис. 2.10(а). Напряжение обратной связи, поступающее на вход ФСУ, с помощью трансформатора преобразуется в две одинаковые эдс  и , которые образуют электрический мост с элементами схемы R и C. Фазовые соотношения, существующие в схеме ФСУ, показаны на векторной диаграмме, представленной на рис. 2.10(б).

Импульсы управления вырабатываются в моменты перехода через нуль напряжения , которое снимается с диагонали фазосмещающего моста.

Из принципа действия параллельного инвертора следует, что управляющие импульсы, выдаваемые на приборы инвертора, должны быть сдвинуты на угол , по отношению к выходному напряжению . Поэтому в установившемся режиме фазосмещающее устройство должен обеспечивать сдвиг управляющих импульсов на угол , равный углу . Если по каким-либо причинам условие  нарушается, то это приводит к изменению рабочей частоты инвертора до тех пор, пока указанное условие не будет снова выполняться. Определение стационарной величины выходной частоты удобно производить по совмещенным фазочастотным характеристикам инвертора и фазосмещателя, показанным на рисунке 2.11. При изменении параметров эквивалентной схемы параллельного инвертора изменяется зависимость угла  от частоты, пересечение фазочастотных характеристик происходит в другой точке, что приводит к изменению рабочей частоты инвертора. В частности, при увеличении тока нагрузки происходит повышение частоты инвертора, которое препятствует снижению величины угла , что приводит к стабилизации выходного напряжения параллельного инвертора. Очевидно, что можно создать схему ФСУ, у которой фазочастотная характеристика будет иметь вид горизонтальной прямой. В этом случае параллельный инвертор будет работать с постоянным углом , в соответствии с (2.9) величина его выходного напряжения не будет зависеть от параметров нагрузки.

Следует отметить, что для запуска инвертора, работающего в режиме самовозбуждения, необходимо иметь специальное устройство запуска, формирующее первый импульс управления после подачи анодного напряжения на приборы инвертора. В принципе, режим самовозбуждения является довольно интересным частным случаем нелинейной автоколебательной системы, в которой разомкнута обратная связь по амплитуде, но существует обратная связь по фазе выходного напряжения параллельного инвертора. Требование равенства углов  и  вытекает из известного из теории автоколебательных систем условия баланса фаз, которое должно соблюдаться в автогенераторе, работающем в стационарном режиме.

В целом, работа параллельного инвертора в режиме самовозбуждения обеспечивает меньшую зависимость выходного напряжения от параметров нагрузки, а при работе инвертора в режиме прерывистого тока, кроме того, обеспечивается и автоматическое отключение инвертора при коротких замыканиях в нагрузке, так как при исчезновении выходного напряжения прекращается формирование импульсов управления.

Однофазная полумостовая схема параллельного инвертора, показанная на рисунке 2.12, интересна тем, что в процессе коммутации тиристоров в этой схеме существенную роль играет эдс сглаживающего реактора. Поэтому к конструкции этого реактора предъявляются высокие требования с точки зрения возможного улучшения связи между полуобмотками, но, в то же время, наличие постоянной составляющей в токах обмоток заставляет использовать магнитопровод с немагнитным зазором, во избежание насыщения сердечника.

Схема работает следующим образом: при включении тиристора VS2 коммутирующий конденсатор заряжается до напряжения  от верхней половины источника питания. Соответственно, при включении тиристора VS1, напряжение нижней половины источника питания и напряжение коммутирующего конден-сатора приложено к нижней полуобмотке сглаживающего реактора, что вызывает соответствующую эдс самоиндукции в верхней полуобмотке реактора. В результате к тиристору VS2 прикладывается обратное напряжение равное удвоенному напряжению ком-мутирующего конденсатора. При этом ток, запасённый в реакторе, переключается из верхней полуобмотки в нижнюю, причём скорость этого переключения определяется индуктивностью рассеяния сглаживающего реактора. При включении следующего тиристора процесс повторяется. Таким образом, в цепи нагрузки, включенной в диагональ моста, составленного из двух тиристоров и двух половинок источника питания, формируется эквивалентный ток прямоугольной формы. Следовательно, эквивалентная схема, используемая для однофазной мостовой схемы параллельного инвертора, справедлива и для рассматриваемой схемы. Разница заключается в том, что полумостовая схема является однополупериодной по отношению к источнику питания, поскольку ток  протекает только в течение одной полуволны выходного напряжения. Так же, как и в мостовом варианте, среднее значение выходного напряжения за полпериода должно быть равно напряжению источника питания:

(2.20)

Вследствие того, что ток источника питания протекает в течение одного только полупериода, будем иметь:

, ,  (2.21)

Для расчета амплитуды обратного напряжения составим уравнения по второму закону Кирхгофа для верхнего и нижнего контура, предполагая, что включен тиристор VS2:

Отсюда будем иметь: . Полагая , получим:

(2.22)

Таким образом, по сравнению с мостовой схемой в данном случае амплитуда обратного напряжения в два раза больше.

Кроме того, можно показать, что установленная мощность сглаживающего реактора в этой схеме в два раз больше, чем в мостовом варианте. Действительно, при прочих равных условиях, необходимо иметь две полуобмотки, имеющих индуктивность  каждая. Поскольку коэффициент самоиндукции пропорционален квадрату числа витков, результирующая индуктивность реактора возрастает в четыре раза, в то время как действующее значение тока в обмотках снижается только в  раз. Следовательно, полагая, что установленная мощность реактора пропорциональна произведению , получим удвоение этого параметра.

Несмотря на указанные выше недостатки, эта схема в последнее время находит применение в источниках питания со звеном повышенной частоты и с бестрансформаторным входом, так как в этой схеме напряжение, существующее в звене постоянного тока, в процессе преобразования, фактически, делится инвертором пополам, что позволяет снизить требуемый коэффициент трансформации выходного трансформатора.

2.6.2 Однофазная двухполупериодная схема с выводом нулевой точки

Реализация этой схемы возможна в двух вариантах: с включением коммутирующего конденсатора на вторичной стороне трансформатора или, соответственно, на первичной стороне. Первый вариант схемы параллельного инвертора показан на рисунке 2.13.

Отличия в работе данной схемы от рассмотренной выше мостовой схемы параллельного инвертора носят непринципиальный характер, и определяется заменой двух вентилей однофазного моста анодным трансформатором, коэффициент трансформации которого удобно оценивать как отношение числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной полуобмотки .

Коммутация тока в схеме происходит так же, как и в мостовой схеме под воздействием напряжения на емкости С. При включении тиристора VS1 емкость заряжается с полярностью, обозначенной на схеме. Соответственно, при включении тиристора VS3 напряжение конденсатора трансформируется во вторичную обмотку и тиристор VS1 оказывается под обратным напряжением.

Соответственно, ток вторичной обмотки трансформатора имеет такую же форму, как и эквивалентный ток в диагонали однофазной мостовой схемы. Этот ток можно рассчитать, используя эквивалентную схему однофазного мостового параллельного инвертора. Токи и напряжения на первичной стороне трансформатора вычисляются через коэффициент трансформации.

Таким образом, так же, как и в мостовом варианте инвертора, действующее значение первой гармоники эквивалентного тока равно:

(2.23)

Тогда действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора, равное приведенному значению тока источника питания i_d можно найти по формуле (1.6):

(2.24)

и, следовательно, ток источника питания

(2.25)

Учитывая, что в первичной обмотке трансформатора длительность протекания тока составляет лишь 180° по выходной частоте, а амплитуда его равна току , получим:

. (2.26)

Напряжение источника питания определяется так же, как и в мостовой схеме инвертора, но с учетом коэффициента трансформации выходного трансформатора :

. (2.27)

Амплитуда обратного напряжения на вентилях определяется амплитудой напряжения на первичной обмотке трансформатора и

может быть найдена по формуле:

. (2.28)

Определение индуктивности дросселя L_d может производиться из тех же соображений, что и для мостовой схемы инвертора.

Однофазная двухполупериодная схема с выводом нулевой точки и с включением коммутирующего конденсатора на первичной стороне анодного трансформатора показана на рисунке 2.14.

Включение коммутирующей емкости на первичную обмотку анодного трансформатора в ряде случаев приводит к уменьшению установленной мощности анодного трансформатора, так как вторичная обмотка разгружается от емкостного тока, а ток первичной обмотки приобретает более благоприятную форму.

Расчетная емкость ком-мутирующего конденсатора, при-веденная к напряжению вторичной обмотки трансформатора, опре-деляются, как обычно:

. (2.29)

Тогда емкость, включаемая на первичной стороне трансформатора, должна рассчитываться с учётом того, что две первичные полуобмотки образуют автотрансформатор с коэффициентом трансформации 1/2 и, соответственно, будет определяться соотношением:

. (2.30)

Как показано в [3], ток первичной обмотки трансформатора содержит две составляющие: половину тока  и половину тока нагрузки , приведенного к первичной обмотке трансформатора:

(2.31)

Рассматривая (2.31) как сумму постоянной и переменной составляющих можем окончательно определить действующее значение:

(2.32)

Сравнивая между собой две последних схемы, следует указать, что в схеме, содержащей коммутирующий конденсатор на вторичной стороне трансформатора, коммутация вентилей в реальных условиях бывает несколько затянута из-за влияния индуктивностей рассеяния анодного трансформатора. Это приводит к уменьшению угла запирания  на величину угла коммутации , что необходимо учитывать при выборе емкости коммутирующих конденсаторов.

Установленная мощность анодного трансформатора зависит от места включения коммутирующих емкостей, а при включении их на первичной стороне эта мощность зависит и от коэффициента мощности нагрузки. Можно показать, что минимум установленной мощности анодного трансформатора будет иметь место в том случае, если батарея конденсаторов разбита на две части: компенсирующую и коммутирующую; причем компенсирующие емкости должны быть включены на вторичной стороне трансформатора, а коммутирующие – на первичной. В этом случае мощность вторичной обмотки будет определяться активной мощностью нагрузки. Мощность первичной обмотки, пропорциональная действующему значению тока первичной обмотки, также будет минимальной. Действительно, в соотношении (2.32), определяющем действующее значение тока , ток  не зависит от распределения емкостей по сторонам трансформатора, а ток  в режиме компенсации будет иметь минимальную величину.

Одной из наиболее распространенных схем многофазных инверторов является трехфазная мостовая схема, представленная на рисунке 2.15. Коммутирующие конденсаторы обычно включаются в треугольник, но могут быть включены и в звезду. Для анализа удобен второй вариант.

На рисунке 2.16 показаны развертки токов и напряжений в схеме, а также очередность работы тиристоров. Если предположить, что коммутирующие конденсаторы включены в звезду, то при заданном алгоритме переключения тиристоров в каждой фазе нагрузки формируется эквивалентный ток, кривая которого представляет собой симметричные импульсы прямоугольной формы длительностью 120 градусов, как показано на рисунке 2.16(а). На интервале существования этого тока (120 эл. градусов) происходит перезаряд коммутирующего конденсатора соответствующей фазы.

На интервале, когда ток равен нулю (60 эл. градусов) коммутирующий конденсатор просто разряжается на сопротивление нагрузки. Так происходит формирование кривой выходного напряжения каждой фазы. Заштрихованная область на рисунке 2.16(а) иллюстрирует построение кривой напряжения между анодом и катодом первого тиристора, причем длина штриха соответствует мгновенному значению напряжения между анодом и катодом тиристора.

Основные соотношения для расчёта схемы также удобно получить, полагая, что коммутирующие емкости включены в звезду. В этом случае можно рассматривать работу каждой фазы инвертора независимо, как обычный однофазный инвертор, с учетом того, что расчетная емкость в этом случае будет равна .

Тогда для угла  будем иметь:

. (2.33)

Напряжение источника питания можно найти как обычно, исходя из условия, что постоянная составляющая напряжения между анодной и катодной шинами вентильного комплекта должна быть равна напряжению источника питания. Тогда, без учета высших гармоник выходного напряжения, получим:

(2.34)

Ток источника питания может быть найден из соотношения между током  и амплитудой первой гармоники эквивалентного тока, формируемого вентильным комплектом в одной фазе нагрузки:

(2.35)

Выражая  через действующее значение и решая (2.35) относительно , устанавливаем:

(2.36)

Практически, ток  удобнее искать из условия баланса активной мощности на входе преобразователя и в нагрузке:

. (2.37)

Полагая, что ток  хорошо сглажен, можно найти амплитуду

и среднее значение анодного тока тиристоров:

, . (2.38)

Амплитуда напряжения между анодом и катодом тиристора равна амплитуде линейного напряжения:

. (2.39)

При выборе индуктивности дросселя L_d в данном случае удобно исходить из условия сглаживания тока , как это было сделано для однофазной мостовой схемы параллельного инвертора, и использовать (2.15) и (2.17), полагая .

На практике очень часто автономные инверторы содержат в качестве источника питания управляемый или неуправляемый выпрямитель. В этом случае имеется возможность функции выпрямления и инвертирования совместить в одном вентильном комплекте. Схемы инверторов, в которых приборы одновременно выполняют функции выпрямления и инвертирования, называются схемами со скрытым звеном постоянного тока [3].

На рисунке 2.17 показана схема параллельного инвертора со скрытым звеном постоянного тока, предложенная А.Е. Слухоцким [3]. Схема представляет собой комбинацию однофазного мостового параллельного инвертора и трёхфазного однополупериодного выпрямителя с выводом нулевой точки трансформатора.

Нумерация тиристоров на схеме соответствует алгоритму их работы. Тиристоры 1 и 3 является катодной группой моста инвертора и работают с частотой выходного напряжения. Эти тиристоры называются нулевыми [2]. Шесть тиристоров подключенных к выводам трансформатора образуют анодную группу моста инвертора и одновременно создают два вентильных комплекта трёхфазного нулевого выпрямителя. Очередность работы тиристоров по выходной частоте определяется первыми индексами номера, а, соответственно, по частоте питающей сети – вторыми. Например, если предположить, что наиболее положительной эдс является , то для формирования положительной полуволны эквивалентного тока должны быть включены тиристоры 1 и 41, которые затем выключаются под

воздействием напряжения на коммутирующем конденсаторе при включении тиристоров 3 и 21. Высокочастотная коммутация между этими тиристорами будет продолжаться до тех пор, пока вторичная эдс фазы В не сравняется с эдс ранее работавшей фазы. После этого ток  переходит на следующую фазную группу (тиристоры 43 и 23). Таким образом, длительность протекания тока в тиристорах 1 и 3 составляет 180° по выходной частоте, а длительность протекания тока в фазных тиристорах составляет 180° по выходной частоте, но находится в пределах лишь 120° по частоте сети.

При расчете преобразователя необходимо учесть следующие особенности:

1). Эквивалентное постоянное напряжение определяется схемой выпрямления и в данном случае равно:

(2.40)

где E₂ – действующее значение фазной эдс анодного трансформатора.

2). Амплитуды анодного тока всех тиристоров одинаковы:

, (2.41)

но среднее значение анодного тока фазных тиристоров в три раза меньше, чем нулевых:

. (2.42)

Обратное напряжение на нулевых тиристорах и на тиристорах работающей фазной ячейки равно амплитуде выходного напряжения. Обратное напряжение на фазном тиристоре неработающей ячейки (например, 23), равно линейному напряжению анодного трансформатора, если момент включен тиристор его группы (например, 21 или 25). Если же включен тиристор в другой группе (например, 41 или 45), то обратное напряжение тиристора равно сумме линейного напряжения анодного трансформатора и напряжения на коммутирующем конденсаторе (т.е. выходного напряжения инвертора). Таким образом, амплитуда обратного напряжения на тиристорах равна сумме амплитуд линейного напряжения анодного трансформатора и выходного напряжения:

. (2.43)

Интересной особенностью схем этого класса является то, что прямое напряжение, прикладываемое к тиристорам, определяется лишь амплитудой выходного напряжения инвертора. Остальные параметры схемы могут быть найдены из соотношений, приведенных выше.

Сравнивая схемы инверторов с явным и со скрытым звеном постоянного тока, следует отметить, что, как показывает анализ, соотношение между установленной мощность силового оборудования и мощностью нагрузки и в том, и в другом варианте схемы, одинаковы. Кроме того, в схемах со скрытым звеном постоянного тока возможно получение, во-первых, большей мощности установки без применения последовательного и параллельного включения тиристоров, а во-вторых, более высокого кпд, за счет уменьшения числа тиристоров, последовательно включенных в контуре тока нагрузки. Например, в рассмотренной выше схеме Слухоцкого, в контуре тока включены два тиристора, а в аналогичной схеме с явным звеном постоянного тока включены три тиристора: один в выпрямителе и два в инверторе.

В схемах не имеющих нулевых тиристоров, наблюдается эффект самовосстановления коммутации при случайных срывах инвертирования, что невозможно в инверторах с явным звеном постоянного тока. Этот эффект объясняется тем, что фазная ячейка, в которой произошел срыв коммутации, выключается естественным путем после окончания интервала её работы по низкой частоте, а следующая ячейка запускается заново. При этом аварийный ток ограничивается индуктивностью  и за 120 эл. градусов по частоте сети не успевает нарастать до опасной величины.

Интересной особенностью схем со скрытым звеном постоянного тока является возможность работы управляемого выпрямителя в зоне отрицательных углов регулирования. Это связано с тем, что напряжение между анодом и катодом тиристора создается не только линейной эдс сетевого трансформатора, но и напряжением коммутирующего конденсатора. Поэтому положительное напряжение между анодом и катодом тиристора, необходимое для его включения, появляется на нем раньше момента естественного включения. Теоретический предел угла опережения определяется соотношением между амплитудой напряжения на коммутирующем конденсаторе и мгновенным значением линейной эдс при включении тиристора. Например, для схемы Слухоцкого это условие выглядит следующим образом: