Гаврилов Основы ядерной електроники ч.1 2010

тор, порог которого установлен чуть выше уровня шумов, накладывающихся на базовую линию.

Нужно напомнить, что восстановление постоянной составляющей осуществляют на выходе основного (формирующего) усилителя или непосредственно на входе АЦП. Обычно предусматривается возможность выключения ВПС, чтобы при низких скоростях счета без ВПС достичь оптимального энергетического разрешения. Выключение ВПС используется также для того, чтобы правильно отрегулировать нуль-полюсную компенсацию на выходе предварительного усилителя, так как обе схемы подавляют отрицательные выбросы, хотя и работают на разных принципах.

Завершая рассмотрение вопросов, связанных со стабилизацией базовой (нулевой) линии, нельзя не остановиться на методе равновесного импульса. Флуктуации постоянной составляющей можно практически ликвидировать, используя формирование в усилителе так называемого равновесного импульса. Это биполярный импульс, сформированный из однополярного сигнала детектора так, чтобы площади под положительной и отрицательной частями были равны. В этом случае равновесный импульс, проходя через разделительный конденсатор, заряжает и разряжает его на одинаковую величину, поэтому на выходе разделительной RC-цепи сдвиг постоянной составляющей (нулевой линии) равен нулю.

Равновесный импульс можно сформировать различными способами, но чаще всего это делается двойным дифференцированием сигнала детектора с помощью короткозамкнутых линий задержки (рис. 2.42). Сигнал детектора (диаграмма 1) укорачивается первой линией ЛЗ1, в результате чего формируется импульс длительно-

стью 2TЗ (диаграмма 2), где TЗ – время распространения сигнала

вдоль линии. Укороченный импульс через буферный каскад поступает на вторую короткозамкнутую линию задержки ЛЗ2, время за-

держки которой также составляет TЗ . В этом случае отрицательная часть равновесного импульса также имеет длительность 2TЗ и яв-

ляется непосредственным продолжением его положительной части (диаграмма 3).

Равновесный импульс, как правило, формируется в первых секциях усилителя, где уровень сигнала мал, и его нелинейные иска-

91

Рис. 2.42. Формирование равновесного импульса двукратным дифференцированием сигнала детектора с помощью короткозамкнутых линий задержки

жения исключаются. Платой за стабилизацию нулевой линии методом равновесного импульса является использование лишь половины динамического диапазона усилителя, а также повышенный уровень шумов (см. табл. 2.2).

2.10. Схемы линейного пропускания

Схемы линейного пропускания предназначены для временного отбора событий, несущих полезную информацию. Вспомогательные устройства, оценивающие полезность информации, которая заключена в данном событии, вырабатывают сигнал, который управляет пропусканием события в систему обработки информации. Различают нормально закрытые и нормально открытые схемы. Нормально закрытые линейные пропускатели обеспечивают неискаженную передачу информационного сигнала при наличии сигнала управления и запрещают передачу при его отсутствии (рис. 2.43,а), в нормально же открытых схемах запрет передачи имеет место во время действия сигнала управления (рис. 2.43,б).

В активном состоянии (в режиме пропускания) схема линейного пропускания характеризуется следующими параметрами: динамическим диапазоном, коэффициентом передачи, интегральной и дифференциальной нелинейностями амплитудной характеристики, постоянными времени, определяющими искажение формы входного сигнала, а также параметрами, определяющими реакцию схемы на управляющий импульс, – амплитудой пьедестала и ее стабильностью, временем переключения схемы в активное состояние и временем пропускания. В режиме непропускания на

92

выходе появляется сигнал из-за паразитных связей входа и выхода. Этот эффект пролезания характеризуют отношениием входной амплитуды к амплитуде паразитного выходного сигнала.

Принцип построения схем линейного пропускания показан на рис. 2.44, где приведены схемы с последовательным, параллельным и после- довательно-параллель- ным ключами.

Рис. 2.44. Эквивалентные схемы пропускателей с последовательным (а), параллельным (б) и параллельнопоследовательным (в)

ключами

В данном случае все схемы находятся в нормально закрытом состоянии. Основные трудности при построении пропускателей с последовательным ключом связаны с уменьшением эффекта пролезания и устранением пьедестала, фронты которого акцентированы из-за паразитной емкостной связи. В схемах с параллельным ключом эти недостатки проявляются в меньшей степени благодаря интегрирующим свойствам такой конфигурации. Однако эффект интегрирования уменьшает полосу пропускания схемы в активном состоянии. Последовательно-параллельная схема призвана недос-

93

татки отдельных ключей устранить, а достоинства сложить. Так, параллельный ключ шунтирует емкостную наводку через разомкнутый последовательный ключ.

В качестве ключевых элементов используются диоды, биполярные и полевые транзисторы. Диодные схемы просты, но страдают нелинейностью передачи из-за токовой зависимости дифференциального сопротивления диода. Однако в мостовых схемах с диодами, характеристики которых подобраны идентичными, этот недостаток проявляется в меньшей мере. Поэтому, если требуется высокое быстродействие, например в экспериментах физики высоких энергий, то преимущество часто имеют мостовые диодные схемы, особенно построенные на диодах Шоттки. Примером такой схемы является шестидиодный пропускатель с последовательными ключами, изображенный на рис. 2.45.

ток I от одного источника тока к другому. Потенциалы U1 и U2 ус-

тановятся равными: U1=UВХ+UД; U2=UВХ –UД. Выходное же напряжение схемы

UВЫХ=U1–UД=U2+UД=UВХ.

Это соотношение предполагает, что напряжения на открытых диодах (подобранных) равны друг другу. При нарушении этого условия на выходе появится пъедестал.

Если управляющее напряжение сделать отрицательным, диоды Д5 и Д6 откроются. При этом потенциал U1 примет высокое отрицательное значение, а потенциал U2 – высокое положительное значе-

94

ние, что приведет к запиранию всех диодов моста. Схема перейдет в режим непропускания, и выходное напряжение станет равным нулю.

По рассмотренному принципу выполняют наиболее быстродействующие пропускатели (аналоговые ключи), способные работать в субнаносекундном диапазоне. Подобная схема реализована в монолитной ИС устройства выборки-хранения с минимальным временем выборки 0,5 нс

Схему линейного пропускания с параллельно-последовательны- ми ключами удобно реализовать на токовых переключателях. Один из возможных вариантов такой схемы показан на рис. 2.46,а. Часть

Рис. 2.46. Схема линейного пропускания с параллельно-последовательным ключом (а) и улучшенный вариант с компенсацией пъедестала (б)

схемы, обведенная пунктиром, представляет собой микросхему дифференциального каскада. В исходном состоянии режимный ток, задаваемый генератором тока на транзисторе Т3, течет через левый транзистор токового переключателя Т1–Т2. Действительно, так как напряжение на базе Т1 больше, чем на базе Т2, то Т1 – открыт, а Т2 – закрыт. Если теперь в эмиттерную цепь Т3 подать входной (селек-

95

тируемый) импульс, то это вызовет только изменение коллекторного тока Т1, выходное напряжение при этом не изменится.

При поступлении на базу Т1 управляющего отрицательного импульса ток коллектора Т3 переключается в эмиттерную цепь Т2, т.е. пока действует управляющий импульс, транзистор Т1 – закрыт, а Т2 – открыт. В этом случае входные токовые сигналы проходят через Т3 и Т2 на выход схемы. Кроме селектируемого сигнала на выходе возникает пьедестал от управляющего импульса. Он может быть скомпенсирован включением аналогичной дополнительной микросхемы параллельно основной (рис. 2.46,б), при этом объединяются одноименные входы и разноименные выходы дифференциальных каскадов.

В физике низких энергий с уровнями сигналов до 10 В и существенно более жесткими требованиями к линейности в качестве пропускателей чаще используются ИС аналоговых ключей на полевых транзисторах (ПТ). Выпускается большое количество интегральных ключей как на ПТ с p-n переходом, так и на МОП-тран- зисторах. Пожалуй, наиболее совершенными считаются схемы на комплементарных МОП-транзисторах (КМОП). Типичное сопротивление канала сток-исток в проводящем состоянии (RВКЛ) у этих

приборов составляет от 25 до 200 Ом, а в непроводящем (RВЫКЛ) – более 10 ГОм. Они способны передавать сигналы в диапазоне от

нуля до напряжения питания. Многие серии имеют встроенные преобразователи уровня управляющего сигнала, что делает их совместимыми с ТТЛ-схемами (например, серии IH5040 и IH5140

фирмы Intersil и серии DG305 и DG400 фирмы Siliconix).

К наиболее существенным недостаткам таких ключей относится их невысокое быстродействие Действительно, в проводящем состоянии схема представляет собой два последовательно включенных фильтра нижних частот. Первый образован суммарным сопротивлением источника сигнала и токоограничивающего резистора защиты и емкостями защитных диодов. Второй составлен сопротивлением проводящего канала и выходной емкостью ключа, складываемой с емкостью нагрузки. Таким образом, рабочие частоты ограничиваются значениями 10–20 МГц. Очевидно, что желательно использовать низкоомные источники входного сигнала, чтобы не снижать быстродействие.

96

Свой вклад в ухудшение характеристик ключа дают и межэлектродные емкости. Наличие емкости сток-исток (вход-выход) приводит к прохождению сигнала через разомкнутый ключ. Чтобы ослабить этот эффект, сопротивление нагрузки следует выбирать не слишком большим. Но и малым оно быть не должно, чтобы не снижался коэффициент передачи и не проявлялась нелинейность RВКЛ. Обычно компромиссное сопротивление нагрузки составляет от 1 до 100 кОм. При необходимости дополнительно уменьшить емкостное «пролезание» сигнала может быть использована после- довательно-параллельная конфигурация ключей. Она реализуется на ИМС, содержащих сдвоенные приборы в одном корпусе (на-

пример, IH5142, DG188, AD7512).

Наконец, наличие емкости затвор-канал приводит к появлению так называемой динамической помехи. Это реакция схемы на управляющий сигнал, которая проявляется всплесками выходного напряжения, соответствующими фронтам управляющего импульса. Величина этих всплесков уменьшается с уменьшением размаха управляющего напряжения на затворе и уменьшением сопротивления нагрузки.

2.11.Режекция наложений импульсов

вспектрометрическом тракте

Наложения импульсов, возникающие в спектрометрическом тракте при повышенных загрузках, приводят к искажениям спектров. Эти искажения не могут быть полностью исключены укорачиванием и оптимальным формированием импульсов. Проблема решается в таком случае исключением наложенных сигналов из регистрации с помощью так называемых режекторов наложений. Схемотехника режектора различается в зависимости от вида наложений: на спад предыдущего импульса или на его полезную часть (фронт или вершину).

При сравнительно небольших загрузках преобладают наложения последующих сигналов на спад предшествующих. Типичная структурная схема режектора таких наложений приведена на рис. 2.47,а. Импульс 1, на спад которого приходится импульс 2, передается через нормально открытую схему линейного пропускания (СЛП). При достижении максимума передаваемого сигнала

97

срабатывает пиковый детектор (ПД), который взводит триггер блокировки (ТБ). ТБ закрывает пропускатель, и импульс 2 не проходит на выход режектора.

Рис. 2.47. Структурная схема (а) и временны е диаграммы б( ), поясняющие работу режектора наложений на спад импульса

Возвращение режектора в исходное состояние производится сигналом «Сброс», который вырабатывается другими устройствами спектрометра по окончании максимально возможной длительности наложенного импульса. Сигнал «Сброс» устанавливает RS-триггер в единичное состояние. Образовавшийся перепад через схему & сбрасывает ТБ, открывая СЛП для обработки следующего сигнала. Однако в момент прихода сигнала «Сброс» на входе СЛП может присутствовать новый входной импульс, появившийся несколько раньше момента разблокировки, например, обозначенный пунктиром импульс 3. Такой импульс может быть сильно искажен блокировкой и подлежит режектированию. Для этой цели предназначен триггер Шмитта (ТШ), пороги которого настроены так, чтобы выделять длительность входного сигнала на уровне, чуть превышающем шумы. Сработав от импульса 3, ТШ блокирует схему & и задерживает таким образом сброс ТБ до момента полного исчезновения входного импульса. Временные диаграммы, соответствующие

98

такому продлению блокировки, приведены на рис. 2.47,б пунктиром. Таким образом, рассматриваемый режектор разрешает регистрацию только таких импульсов, которые не искажены наложением на спад предыдущего.

Когда сдвиг между наложенными импульсами порядка длительности их фронта, разделить их практически невозможно. Но с высокой степенью достоверности можно определить факт такого наложения и режектировать оба импульса. Режекторы, выполняющие эту операцию, фактически анализируют форму входного импульса. Действительно, импульсы, образованные в результате наложения, отличаются от одиночных в основном тем, что имеют заметно большую длительность фронта. Эта особенность и используется для построения режекторов наложений на фронт. Упрощенная структура режектора приведена на рис. 2.48.

Рис. 2.48. Структурная схема (а) и временны е диаграммы б( ), поясняющие работу режектора наложений на фронт импульса

Входные импульсы поступают одновременно на линию задержки (ЛЗ) в тракте передачи, на формирователь биполярных импульсов (ФБИ) и на формирователь временной́ отметки (ФВО). ЛЗ за-

держивает анализируемые импульсы на время tЗ , необходимое для

срабатывания логики отбора, определяющей, имело ли место наложение. Затем входные импульсы поступают на нормально закрытую схему линейного пропускания (СЛП), управляемую логикой

99

отбора. ФБИ и ФВО являются входными элементами этой логики отбора. Выходные сигналы ФБИ из-за разницы в длительностях входных фронтов будут пересекать нулевой уровень через время

τ1 для неналоженных импульсов и через τ2 τ1 для наложенных.

Высокочувствительный интегральный дискриминатор момента пересечения нуля (Д0) вырабатывает логические сигналы стандарт-

ной длительности (большей τ2 τ1 ) в момент τ1 для неналоженных импульсов и τ 2 для импульсов, образованных наложениями.

Формирователь временно́й отметки (ФВО) срабатывает в момент появления входного импульса и выдает также логический сигнал

стандартной длительности τ1 τ , причем τ τ2 τ1 . Сигналы

с ФВО и Д0 поступают на элемент отбора совпадений &. Как следует из временных диаграмм, схема & будет фиксировать перекрытие сигналов с ФВО и Д0 лишь при поступлении неналоженных импульсов. Выходной сигнал схемы & запускает формирователь Ф, вырабатывающий сигнал управления СЛП и разрешающий прохождение неискаженного анализируемого импульса. Таким образом, режектор дискриминирует наложенные импульсы и пропускает в спектрометрический тракт неналоженные.

Следует отметить, что режекторы наложений, анализирующие форму импульса, не могут полностью исключить все наложения, так как при небольшом относительном сдвиге наложившихся импульсов форма суммарного импульса практически не отличается от формы одинарного. Кроме того, у неналоженных импульсов длительность фронта не строго постоянна, имеется некоторый разброс из-за статистических флуктуаций. С учетом этого для самых лучших схем режекции эффективность режекции не превышает 90%.

Коррекция получаемых спектров в условиях повышенных входных загрузок, а следовательно, и большого числа наложений, возможна также с помощью так называемых методов полного исключения наложений. В основе этих методов лежит идея получения отдельно спектра только наложенных импульсов с последующим его вычитанием из основного спектра, содержащего невыделенные наложения.

Существуют различные способы получения спектра наложенных импульсов. В одной из реализаций этой идеи спектр наложен-

100