Лабораторные практикумы / 2 Схемотехника телекоммуникационных устройств, радиоприемных устройств

водит к приращению отрицательной по знаку постоянной составляющей напряжения, что уменьшает напряжение на базе транзистора регулируемых усилителя и, как следствие, уменьшается крутизна его характеристики и коэффициент усиления.

Постоянная времени RC фильтра определяет скорость срабатывания регулировки, т.е. быстроту реакции системы АРУ на изменение напряжения на входе усилителя. Если постоянная времени мала, то при амплитудной модуляции сигнала, модулирующее напряжение будет содержать низкочастотную составляющую. При этом, если фильтр не вызывает фазового сдвига напряжения, то увеличение амплитуды сигнала в процессе модуляции будет приводить к синхронному изменению смещения на базе регулируемого и уменьшать усиление.

Уменьшение амплитуды будет сопровождаться увеличением коэффициента усиления. В результате в регулируемом усилителе будет происходить уменьшение глубины модуляции (демодуляции) сигнала. Соотношение составляющих спектра выходного сигнала зависит также от параметров выходного фильтра, а отсюда и демодуляция будет проявляться по-разному на различных частотах, т.е. появятся частотные искажения.

Фазовый сдвиг, вносимый фильтром, может в некоторых случаях приводить к возрастанию коэффициента модуляции, и одновременно увеличивать нелинейные искажения в детекторе и усилителе низкой частоты.

Слишком малая постоянная времени фильтра, приводит к плохой фильтрации напряжения низкой частоты, и будет вызывать изменение коэффициента усиления с частотой огибающей, т.е. изменению формы огибающей напряжения и появлению нелинейных искажений сигнала после детектирования.

Излишне большое значение постоянной времени фильтра будет приводить к тому, что регулирующее напряжение не будет успевать следовать за изменением сигнала при перестройке или кратковременных замираниях сигнала.

Рассмотрим процессы, протекающие в радиотракте, охваченном системой АРУ. В радиовещательных приемниках наибольшее распространение получила обратная усиленная АРУ, с одним – двумя каскадами с регулируемым усилением в структуре радиотракта. Структурная схема радиотракта, в котором применена обратная АРУ, приведена на рис.10.92.

Усилительные каскады радиотракта, усиление которых определяется напряжением регулирования Ер, представлены узлом с коэффициентом усиления К(Ер), зависящим от регулирующего напряжения Ер, которое создается на выходе фильтра низкой частоты F(Ep) при работе АРУ. Регулировочная характеристика радиотракта К= К(Ер) (рис.10.93) в общем случае имеет нелинейный характер, определяемый нелинейной зависимостью коэффициентов передачи регулируемых каскадов радиотракта от величины напряжения регулирования. Для упрощения анализа процессов в системе АРУ часто функцию К= К(Ер) аппроксимируют линейной зависимостью

К = К0 – α Ер , (10.5)

где α = tg β = K0/Ep max – тангенс угла наклона характеристики.

581

Такая аппроксимация регулировочной характеристики при упрощении анализа приводит к некоторому завышению величины искажений огибающей при больших значениях

Ер.

В предположении отсутствия в радиотракте нелинейных искажений, детектор обратной АРУ, в том числе усиленной, можно представить линейным звеном с коэффициентом передачи КАРУ (рис.10.90). Упростим анализ системы обратной АРУ с задержкой, считая радиотракт широкополосным, когда изменение выходного напряжения Uвых совпадает с изменением напряжения регулирования Ер. Тогда при гармоническом воздействии на радиотракт с системой обратной АРУ с задержкой

жение регулирования Ер = 0 и коэффициент усиления будем максимальным К0 (рис.10.88)

При амплитуде входного сигнала u1(t) = U1 min амплитуда выходного сигнала будет Ез, а

К0 = Ез/ U1 min.

При u1(t) > U1 min огибающая на выходе радиотракта будет определяться

где F(Ep ) – линейный дифференциальный оператор, описывающий процессы в ФНЧ. Применение в качестве фильтра низкой частоты интегрирующей RC – цепочки, когда

где К = α КАРУ.

При скачкообразном изменении уровня входного сигнала в момент времени t = 0 до значения u1 (t) = U1 = const > U1 min поведение системы АРУ в соответствии с (10.11) будет описываться неоднородным линейным дифференциальным уравнением с постоянными коэффициентами:

- эквивалентная постоянная времени системы регулирования усиления. Значение постоянной времени оказывается меньше, чем постоянная времени RC – фильтра. В свою очередь, уменьшение определяется амплитудой входного сигнала U1.

582

Установившееся значение на выходе регулируемого усилителя, определяющееся

Статическая характеристика системы АРУ с задержкой (рис.10.91а) и определяется системой уравнений (10.16)

U2 = K0U1,приU2 < EЗ

(10.16)

U2 = (K0 + KEЗ )/(1+ KU1),при U2 < EЗ

и представлена сплошной кривой на рис.10.94б. Для сравнения штриховой линией на этих рисунках представлены кривые усиления радиотракта приемника без АРУ (U 2 = U 2 (U 1)).

Сравнение формул (10.16) и (10.17) показывает, что введение задержки приводит к увеличению установившегося значения напряжения на величину U = EЗKU1 /(1+ KU1) .

Отсюда следует, что чем выше напряжение задержки, тем при данном увеличении входного сигнала меньше Ер и большее значение установившегося напряжения.

Качество регулирования, как видно из (10.16) и (10.17) повышается при увеличении К = α КАРУ, что определяется коэффициентом передачи цепи АРУ (КАРУ ) и количеством регулируемых каскадов.

При воздействии сигнала с амплитудной модуляцией для случая гармонической огибающей u1 (t) = Uн0(1+m cosΩt)cos(ω0t +φ), где Uн0 – амплитуда несущего колебания с частотой ω0, m – коэффициент модуляции, Ω – частота модуляции и для одноили двухзвенного RC — фильтра в цепи АРУ, выходное напряжение определяется решением уравнения (10.12). Использование в качестве фильтра однозвенной интегрирующей RC — цепи обеспечивает устойчивость системы АРУ при любой частоте модуляции. Однако неправильный выбор параметров RC – цепи может привести к существенным искажениям огибающей на выходе регулируемого усилителя. Применение двухзвенного фильтра в цепи АРУ система АРУ возбуждается при определенном значении коэффициента модуляции в некоторой полосе частот модулирующего колебания, определяемой параметрами ее схемы.

Для малого значения коэффициента модуляции напряжение на выходе радиотракта в соответствие с (10.8) приближенно определяется

Зависимость между приращениями напряжений u1(t) и u2(t) для произвольного момента времени определяется из (10.18)

583

Считая, что коэффициенты модуляции на входе и выходе радиотракта можно рассматривать, как m1 (t) = du1 (t)u1 (t); m2 (t) = du2 (t)u2 (t) , получаем

Выражение dEp du2 имеет смысл передаточной функции цепи АРУ, поэтому при постоянном значении амплитуды несущей Uн0 можно записать

dE

dup = KАРУF( p) ,

2

где F(p) – передаточная функция ФНЧ в символической форме, а р – оператор дифференцирования. Тогда из (10.19) с учетом соотношения К = α КАРУ получим

Соотношению (10.20) соответствует некоторая следящая система со структурной схе-

Для оценки амплитудно- и фазочастотных искажений, создаваемых в радиотракте, охваченном системой обратной АРУ, положим в (10.21) р = jΩ и вычислим модуль и фазу полученного комплексного коэффициента передачи, откуда

Графики, построенные на основании формул (10.22) и (10.23) показывают (рис.10.11),

584

ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА № 11

РЕЗОНАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА КАСКОДНОЙ СХЕМЕ

1 Цель работы

Изучение свойств резонансного усилителя промежуточной частоты с применением каскодного включения биполярных транзисторов ОЭ-ОБ и исследование влияния величины связи контура с выходным транзистором и нагрузкой на его усилительные и избирательные свойства;

исследование влияния внутренней паразитной обратной связи в транзисторах на технические характеристики предыдущего каскада с применением системы схемотехнического проектирования Мicro Cap 9 (MC9).

2Задание

2.1Расчетная часть

Для второго каскада двухкаскадного резонансного усилителя на биполярных транзис-

торах Q2 и Q3 (рис.11.1):

2.1.1 Рассчитать коэффициенты включения n cогл, обеспечивающий согласование контура с нагрузкой, а также коэффициент усиления и полосу пропускания (по уровню 0,707) для каждого коэффициента включения транзистора Q3 в контур m = 0,5; 0,25; 0,1; 0,05.

2.1.2 Определить оптимальные коэффициенты включения m опт и n опт транзистора Q3 и нагрузки (R16, С13) и соответствующий им коэффициент усиления по напряжению для полосы пропускания (по уровню 0,707) 25 кГц.

2.2 Экспериментальная часть

2.2.1 Произвести экспериментальную проверку результатов расчета n согл в п.2.1.1 и величины коэффициента усиления и полосы пропускания второго каскада резонансного усилителя.

2.2.2Оценить коэффициент усиления и полосу пропускания второго каскада резонансного усилителя для m опт и n опт, рассчитанных в п.2.1.2.

2.2.3Оценить влияние внутренней ОС каскодной схемы на частотные свойства первого каскада по сравнению со случаем отсутствия обратной связи (m =0) и для

•m = 0,5 и n = n согл

•m = mопт и n = nопт

•m = 0,5 и n = 0,02

2.2.4Оценить значения проводимости обратной связи каскодной схемы

3 Описание схемы исследуемого двухкаскадного усилителя

Однотранзисторные резонансные усилители на биполярных транзисторах, включаемых по схеме с ОЭ, получили наибольшее распространение из-за обеспечения максимального усиления номинальной мощности при небольшом уровне собственных шумов. Одна-

586

ко, поскольку транзистор не является идеальным невзаимным компонентом, что отражается существованием проводимости обратной передачи У12 в схеме замещения транзистора, например, системой У – параметров, и приводит к существенному изменению частотных свойств предыдущего каскада под ее влиянием [1,3]. Как одна из мер повышающих устойчивость усилителя, используемых также и при реализации микросхем, является применение в качестве активного компонента усилителя (усилительного каскада) каскодного включения транзисторов. Чаще всего используется последовательное соединение биполярных транзисторов по переменному току, включенных по схеме с общим эмиттером и с общей базой ОЭ-ОБ (рис.11.1), с последовательной или параллельной схемой питания транзисторов.

Рис.11.1

В лабораторной работе второй каскад усилителя резонансного типа реализован с применением каскодного включения биполярных транзисторов Q2 и Q3 по схеме ОЭ-ОБ при параллельном питании активных элементов по постоянному току. С помощью разделительного конденсатора С7, обеспечивается независимое положение рабочей точки на семействе вольтамперных характеристик для каждого транзистора, соответствующее выбранному режиму, при питании транзисторов от общего источника V2. Параметры контура (резонансная частота, добротность, полоса пропускания) определяются величиной емкости контура (С11), суммарной индуктивностью (L = L3+L4+L5+L6+L7+L8 + L9) и резистором (R14 = Rое – сопротивление контура на резонансной частоте). Изменением положения перемычек слева и справа относительно катушек индуктивности можно обеспечивать частичное включение (m) в контур выходного сопротивления транзистора Q3 и комплексного сопротивления (R16,С13) нагрузки (коэффициент включения n). Величина каждого выбранного коэффициента включения определяется значениями, указанными справа, и может изменяться от нуля до единицы (полное включение соответствующего сопротивления).

Первый каскад усилителя на транзисторе Q1, так же как и второй, резонансного типа, настроенный на частоту 465 кГц, и коэффициентом автотрансформаторного включения выходного сопротивления транзистора в контур, определяемого отношением L2 и L1 + L2. Величина входного сопротивление каскодной схемы (транзистора Q2), вносимого в контур первого каскада, определяется емкостным делителем С5, С6. К входу усилителя подключен источник гармонического напряжения V1. Нагрузка усилителя (R16,С13), мо-

587

делирующая входное сопротивление следующего каскада, подключена через разделительный конденсатор С12. Для снижения взаимного влияния между первым и вторым каскадом за счет неидеальности свойств общего источника питания включен развязывающий фильтр С3R6. Следует убедиться в соответствии параметров вызванной схемы и, приведенной в описании. Для этого необходимо сопоставить тип и значения величин компонентов (в том числе параметров транзисторов), на принципиальной схеме описания и, представленных на экране монитора файлом VКаскПар УПЧд.CIR. (При отсутствии файла VКаскПар УПЧд.CIR, в полученных методических материалах, принципиальную схему (рис.11.1) исследуемого усилителя необходимо ввести самостоятельно).

4 Методические указания по выполнению работы

4.1 Расчетная часть

Для расчета коэффициентов включения nсогл (п.2.1.1) для каждого из значений коэффициентов включения в контур выходного сопротивления транзистора Q3 (m) необходимо воспользоваться значениями компонентов принципиальной схемы (рис.11.1), справочными сведениями [5] о транзисторе КТ316В и сведениями, приведенными в приложении.

При расчете оптимальных коэффициентов включения m опт и n опт (п.2.1.2) влиянием емкости нагрузки (С13) можно пренебречь.

4.2Машинное моделирование

4.2.1Ввод принципиальной схемы усилителя промежуточной частоты

Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схему двухкаскадного усили-

C:\MC9DEMO\data\VКаскПар УПЧд.CIR, вызвав его в основное окно редактора (окно схем).

Рис.11.2

588

В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована

в текстовом файле (рис.11.2.1) в папке (рис.11.2.2).

После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VКаскПар УПЧд.CIR, в центральном окне редактора МС9 должна появиться принципиальная схема двухкаскадного усилителя, содержащего каскодную схему (рис.11.1).

(каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства).

пиальной схемы на строке основных компонентов (рис.11.2) и нажатием левой кнопки

мыши, например, пиктограммы резистора: (рис.11.2.3).

Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и

в окне (рис.11.2.4)ниспадающего меню (рис.11.3) появляется

название компонента и предложение

(рис.11.2.5) присвоить ему позиционное обозначение (например, R1) с возможностью указывать его на принципиальной схеме.

589