книги / Электронные усилители
..pdfкаженця, которые проявляются в виде отсечки тока. Это иллюст рируется временной диаграммой и сквозной характеристикой, при веденными на рис. 4.25, а.
Переходные искажения в двухтактных каскадах вызываются нелинейностью характеристик усилительных элементов при малых входных сигналах. Количественно переходные искажения оцени ваются временем переключения усилительных элементов.
Уменьшение переходных искажений достигается применением режима класса АВ, при котором на вход усилительного элемента подастся соответствующее напряжение смещения. Из приведенной на рис. 4.25,6 сквозной характеристики и временной диаграммы двухтактного каскада следует, что коллекторные токи в режиме малого сигнала суммируются и искажения уменьшаются. Одновре менно с созданием напряжения смещения решается вопрос стаби лизации тока коллектора. Температурная нестабильность коллек
торного тока в общем случае зависит от |
обратного |
(теплового) |
||||
тока Коллектора / ок6 , напряжения |
U6э |
и коэффициента переда |
||||
чи по току h2\. |
|
|
|
|
|
|
Существует несколько методов создания смещения и стабили |
||||||
зации в двухтактных каскадах: |
сопротивления |
(рис. 4.26,а). |
||||
смещение с помощью активного |
||||||
В этом случае схема двухтактного |
каскада |
обладает |
значитель |
|||
ным сопротивлением переменному току и не стабилизирует |
кол |
|||||
лекторные токи; |
|
|
|
|
обладает |
|
смещение с помощью терморезистора. Такая схема |
||||||
значительным сопротивлением переменному |
сигналу |
|
и большой |
|||
инерционностью (порядка десятков |
секунд). |
Терморезистор |
уста |
навливается на радиаторе совместно с транзисторами. Указанный метод обеспечивает температурную компенсацию медленно изме няющихся процессов. Температурные изменения протекают в крис талле транзистора в нестационарных режимах, при которых схема стабилизации не успевает отреагировать на возмущения;
диодная компенсация (рис. 4.26,6), принцип которой основан на уменьшении падения напряжения на диоде на —2 мВ при уве личении температуры на 1 К, что адекватно изменению смещения U бэ транзистора. При равенстве падений напряжения / к0 =const. Диоды обладают малым динамическим сопротивлением. Схема удовлетворительно работает при изменении температуры от 273 до 303 К;
транзисторная схема стабилизации при изменении температуры (рис. 4.26,в). Такая схема дает лучшее качество стабилизации. Принцип транзисторной стабилизации аналогичен принципу диод ной стабилизации. Напряжение смещения при этом рассчитывают по формуле
дифференциальное сопротивление — по формуле г д =Ri/(h.ll3-\-l). С целью точно установить ток смещения оконечного каскада один из резисторов делают подстроечным. Стабилизация / к0 возраста-
Рис. 4.26
ет с использованием в цепи смещения генератора стабильного то ка. Широко применяемая параметрическая стабилизация напря жения смещения термокомпенсацией требует индивидуальной настройки усилителя, но при этом не достигается полная компен сация температурного дрейфа характеристик транзисторов в ши роком диапазоне температур. Кроме того, она не учитывает влия ния других дестабилизирующих факторов, таких как изменение питающих напряжений, замена полупроводниковых приборов, их старение и т. д.
Значительное повышение надежности и улучшение показателей качества двухтактных усилителей в широких температурных диа-
пазонах и при воздействии других дестабилизрующих |
факторов |
может быть достигнуто при применении отрицательной |
обратной |
связи. |
классов |
Искажения переключения, возникающие в режимах |
В и АВ, приводят к появлению в составе сигнала гармонических и комбинационных (интермодуляциоиных) составляющих высших порядков.
Применение глубокой отрицательной обратной связи уменьшает эти искажения, но усилители становятся неустойчивыми к само возбуждению. В последнее время появился ряд схемных решений, позволяющих снизить искажения переключения без увеличения потребляемой в режиме класса АВ мощности. Невыключающийся режим транзисторов можно создать соответствующим изменением напряжения смещения при изменении сигнала. Указанный режим называется режимом класса super-A или «экономичный А». Сквоз ная и временная диаграммы приведены на рис. 4.25, в, г (здесь ха рактеристики с обозначением ЭА относятся к режиму «экономич ный А»). Одно из схемных решений приведено на рис. 4.27. Тран зисторы VT1 и VT2 работают в режиме класса А с малой выход ной мощностью и одновременно выполняют роль предоконечного каскада для мощных транзисторов, работающих в режиме класса В. В режиме малого сигнала транзисторы VT3 и VT4 заперты. Диоды VD1, VD2 обеспечивают отсутствие тока покоя выходного каскада на транзисторах VT3, VT4 при изменении тока, протекаю щего через транзисторы VT1, VT2 (в результате их нагрева), в^ 1,5... 2 раза.
Для того чтобы уменьшить возможность возникновения лави нообразного саморазогрева, в цепь эмиттеров выходных транзис торов включают сопротивление. Поясним условие саморазогрева.
При увеличении тока / к0 температура |
транзисторов |
начинает по |
||||
вышаться и, |
следовательно, £/бэ0 уменьшается. |
Но |
так |
как |
||
U бэ0 задается |
навесными элементами, |
то / вх |
продолжает |
расти |
||
и температура продолжает повышаться до 393 |
.. 453 К |
(значения, |
||||
при которых происходит пробой). |
|
|
|
|
|
Для защиты от возможного превышения максимально допусти мого тока коллектора применяются следующие методы: введение местной обратной связи в виде резистора в цепи эмиттера; огра ничение тока воздействием на вход каскада сигнала, уменьшаю щего напряжение смещения.
К наиболее простому методу защиты относится диодное огра ничение тока. Ограничение достигается при открытии одного из диодов (рис. 4.28). Максимальный выходной ток определяется: / щах = Ф я — U ) / R 1- Для обеспечения защиты необходимо со блюдение условия Uбэ < U д .
Для увеличения выходной мощности усилительных устройств при малом напряжении источника питания разработана мостовая схема включения усилителей мощности. Принципиальная схема приведена на рис. 4.29. Входы 1 и 2 возбуждаются в противофазе, выходной ток протекает через транзисторы VT1, VT4 или VT2,
VT3. Амплитуда напряжения на нагрузке равна напряжению |
пи |
||
тания за вычетом падения напряжения на транзисторах. |
|
||
Амплитуда тока в нагрузке |
= (E K—2AU)/R„ = [£к —2 (U„т — |
||
- E J 2 ) ] / R H |
|
|
|
Мощность в нагрузке Р вых = (Ек—2AU)2/2RH |
|
||
Мощность, потребляемая от |
источника |
питания, Р0 = 2ЕК (Ек— |
|
-2 Д U)/nR«b |
|
|
|
Коэффициент полезного действия г| = Р вь1Х/Р0== (я/4)-(1—2AU/EK). |
|||
Максимальная мощность, рассеиваемая |
на выходных транзисто |
||
рах Ррастах = 0,2£2/Р„. |
|
|
|
Следовательно, при заданном сопротивлении нагрузки и |
на |
пряжении питания возможно получить в 4 раза большую мощность. К недостаткам схемы следует отнести удвоенное количество элементов, незаземленный вывод нагрузки, нестабильность тока
покоя и положения рабочей точки.
4.3. ФАЗОИНВЕРСНЫЕ КАСКАДЫ
Фазоинверсные каскады (ФИК) предназначены для получения двух равных по значению и противоположных по фазе сигналов. ФИК используются в симметричных каскадах предварительного усиления (например, в осциллографах) и в двухтактных усилите лях мощности.
На рис. 4.30 приведена принципиальная схема трансформатор ного каскада. Симметричный выход обеспечивается двумя вторич ными обмотками трансформаторов с одинаковыми коэффициента ми трансформации. Приведенная схема позволяет получить опти мальное согласование по сопротивлению выходного каскад;а с каскадом предварительного усиления и максимальную мощность при заданном коэффициенте гармонических искажений.
Широкое применение трансформаторные ФИК находят в транс форматорных двухтактных каскадах усилителей мощности.
Недостатки трансформаторных ФИК: частотные и фазовые ис кажения, вносимые трансформатором; большие габаритные разме ры и масса, высокая стоимость трансформатора; сложность во введении отрицательной обратной связи для стабилизации рабо ты усилителя мощности.
ФИК с разделенной нагрузкой. Схему, приведенную на рис. 4.31, можно рассматривать как схему с ОЭ (при снятии сигнала с эмит тера каскада). Такой способ изучения схемы позволяет определить характеристики и параметры каскада. Для получения двух равных
по значению сигналов |
UBЫХ1 =^вих> |
ПРИ приблизительном |
ра |
венстве токов / к«*/9 |
необходимо равенство сопротивлений |
Р3= |
= RA, что следует из закона Ома: / КР 3= / ЭР 4. Знак фазы выход ного сигнала зависит от фазы входного сигнала и точки определе ния выходного напряжения. При снятии сигнала с коллектора фа за выходного сигнала противоположна фазе входного сигнала, так как транзистор включен по схеме с ОЭ. При снятии сигнала с эмит
тера (транзистор включен по схеме с ОК) сигнал на выходе синфазен с входным сигналом. Потенциалы выходных сигналов оп ределяются относительно общего провода. Коэффициент усиления определяется глубокой отрицательной обратной связью по пере менному току, вводимой эмиттериым сопротивлением R4y и состав ляет приблизительно единицу.
Е
Недостатки каскада: коэффициент усиления по напряжению равен единице, следовательно, предыдущий каскад должен обла дать большим выходным сопротивлением; выходное сопротивление каскада верхнего плеча определяется выходным сопротивлением транзистора, включенного по схеме с ОЭ, и составляет от десят ков до сотен килоом, а выходное сопротивление нижнего плеча оп ределяется включением транзистора по схеме с ОК и составляет от десятков до сотен ом. Для согласования плеч ФИК и выходно го каскада необходимо создать разные значения входных сопро тивлений плеч выходного каскада, что в общем случае усложнит его построение. Для устранения указанного недостатка в цепь сиг нала нижего плеча можно включить дополнительное сопротивле ние Rs (на рис. 4.31 сопротивление обозначено пунктиром). Такой способ уменьшает значение выходного тока каскада. В выходном каскаде генератора F3-106 в цепь эмиттера введен стабилитрон, обладающий малым динамическим сопротивлением, что позволя ет без потери сигнала увеличить выходное сопротивление нижнего плеча каскада.
Достоинства каскада: малые частотные и фазовые искажения, определяемые глубокой отрицательной обратной связью; простота схемотехнического построения.
ФИК с разделенной нагрузкой находят применение в двухтакт ных трансформаторных и бестрансформаторных каскадах усилите лей мощности, работающих в режимах классов Л, ЛВ, В.
ФИК на двух транзисторах, включенных по схеме с ОЭ. Прин ципиальная схема каскада приведена на рис. 4.32. Использование двух одинаковых каскадов позволяет обеспечить равенство выход-
ных сопротивлений и значительно больший коэффициент усиления по напряжению. Для получения двух равных по значению напряже ний во втором каскаде вводится глубокая отрицательная обратная связь по переменному току. В первом каскаде обратная связь ис ключается введением шунтирующей емкости Сз. Разные фазы вы ходных Сигналов создаются одинарным (для транзистора VT1) и двойным (для транзистора VT2) инвертированием входного сиг нала.
ФИК с эмиттерной связью. Принципиальная схема ФИК с эмиттерной связью приведена на рис. 4.33. Транзистор VT1 вклю чен но схеме с ОЭ, транзистор VT2 — по схеме с общей базой (ОБ). Схема является дифференциальным каскадом с симметрич ным выходом и несимметричным входом. Поясним получение про тивофазных сигналов в схеме. Транзистор VT1 включен по схеме с ОЭ, следовательно, фаза выходного сигнала относительно фазы входного сигнала переворачивается на 180°, а так как транзистор VT2 включен по схеме с ОБ и фазу входного сигнала относитель но выходного не переворачивает, то выходной сигнал каскада синфазен с входным. Недостаток каскада — это неравенство выход ных напряжений, вызванное отличием входных сигналов на вели чину Uб9VTI Преимущества ФИК с эмиттерной связью опреде ляются большим, чем в каскаде с разделенной нагрузкой, коэффи циентом усиления; свойствами дифференциального каскада, а так же тем, что приведенный каскад можно представить как каскад с динамической нагрузкой. Одним из достоинств такого каскада яв ляется компенсация четных гармоник без введения отрицательной обратной связи.
В качестве примера рассмотрим принципиальную схему вход ного каскада осциллографа С1-68 (рис. 4.34). Транзистор VT1 включен для стабилизации токов входных полевых транзисторов VT2 и VT3. Диоды VD5 и VD6 осуществляют температурную ста билизацию коллекторного тока транзистора VT1. Потенциометр R 3 позволяет устанавливать нулевой потенциал на входе осцилло графа, компенсируя падение напряжения на сопротивлении утеч ки R], возникающее в результате прохождения обратного тока зат вора. Делитель, состоящий из резистора R2 и терморезистора R4, компенсирует изменения этого напряжения из-за температурного
изменения обратного тока |
затвора. Резистор R13 позволяет урав |
нять токи транзисторов VT2 и VT3 при их значительном разбросе. |
|
Резистор R5 и диоды VD1 |
VD4 защищают полевой транзистор |
от высоких входных напряжений. |
ФИК на комплементарных транзисторах. Его схема приведена на рис. 4.35. Использованием комплементарной пары транзисторов VT2 , VT3, имеющих разную проводимость, но одинаковые пара метры, достигается инвертирование выходного сигнала относи тельно входного на 180° Резистор R4 обеспечивает глубокую ООС. Применение схемы обосновано симметрией выходных напряжений и сопротивлений. Схема применяется в выходных каскадах усили телей мощности.
CD |
~ + |
OO |
Рис. 4.34
Кроме рассмотренных выше каскадов, в качестве фазоинверсных^таюке применяются схемы на операционных усилителях (ко торые рассмотрены в разделе 6.2).
Е
4.4. ВХОДНЫЕ КАСКАДЫ
Входными каскадами называются устройства, предназначен ные для согласования источника сигнала с усилительным устройст вом.
Эти входные устройства в зависимости от их конкретного на значения должны обеспечить: требуемое входное сопротивление (низкоомное, высокоомное); нормированную входную емкость; нор мированный уровень шумов; нормированные искажения переход ной характеристики; нулевое напряжение на входе при отсутствии входного сигнала; согласование по входному напряжению; форми рование заданной частотной характеристики.
Входные устройства в зависимости от используемых в них эле ментов подразделяются на пассивные и активные. Рассмотрим ос новные требования, предъявляемые к входным каскадам и методам их схемных реализаций.
Пассивные входные устройства. К усилителям с пассивными входными устройствами предъявляют требования к согласованию входного сопротивления. К наиболее простым пассивным входным устройствам относятся аттенюаторы. Все аттенюаторы можно раз делить на согласующие и аттенюаторы для ослабления сигнала.
Асимметричный Т-тцпа аттенюатор обеспечивает согласование по сопротивлению с минимальными потерями (рис. 4.36). Элементы
аттенюатора выбирают из условия равенства полного сопротивле ния согласующего звена полному сопротивлению цепи:
R ^ Z J V I - Z J Z , ; R ,= Z . y i ~ Z J Z , ,
где Z\ — низкое входное сопротивление; Z2 — высокое выходное сопротивление.
Если входное сопротивление Z\ меньше, чем выходное сопро тивление Z2, то используется балансная (мостовая) схема.
Балансную схему называют аттенюатором U-типа (рис. 4.37). Согласно этой схеме
Д ,«1/ V l - Z ltZ2; R ,= Z . y \ - Z j Z 2
Балансная схема находит применение при симметричном вхо де при частотах до сотен мегагерц.
В качестве согласующего устройства в приборах с широким частотным диапазоном входного сигнала используются компенси рованные делители (рис. 4.38), состоящие из резисторов Rl, R2 и включенных параллельно им конденсаторов Cl, С2 .
Более сложным конструктивным элементом согласования яв ляется трансформатор. К достоинствам трансформаторного вход ного каскада относится возможность согласования асимметрично го входного устройства с симметричным каскадом. Недостатки каскада: вносимые трансформатором частотные, фазовые и нели нейные искажения; чувствительность к наводкам.
Активные высокоомные входные устройства выполняются на базе схемы эмиттерного и истокового повторителей.
Эмиттерными повторителями называются каскады на транзис торах, включенных по схеме с ОК. Схема такого каскада приведе на на рис. 4.39.
Параметры каскада: |
|
|
|
|
|
|
|
входное |
сопротивление |
транзистора |
/?Вх = ^б+ (26//э0 + |
#9 ) X. |
|||
X h 21э ; |
|
|
R'BX =R д ••#вх/(#д |
|
|
||
входное |
сопротивление |
каскада |
+ /?вх |
). |
|||
где RBX — входное сопротивление каскада с учетом |
сопротивле |
||||||
ния делителя; RM — сопротивление делителя напряжения; |
|
||||||
выходное сопротивление R BU%= г 3 + (гб+ ^нсг)/(1+ Лг«); |
|
||||||
входная |
емкость, определяемая |
эффектом |
Миллера (глава 7) |
||||
С их = С 6 к (1 + h 21э ); |
|
|
, п |
R„ |
|
|
|
|
~ |
0,16 |
'» |
|
|||
выходная емкость CBJX= ч . ’ |
— ч+Сбк-г-гв— |
|
|||||
|
|
/грОЭ-гКэгч,; |
|
'ЭТА9Л, |
|
|
|
коэффициент гармоник |
К, |
= |
% |
№ |
’ |
|
который может составлять доли процента;
коэффициент усиления по напряжению Ки = «Sэ -/?Bl>tx< 1 (здесь S 3 — крутизна характеристики транзистора).