книги / Модели непрерывных каналов связи на основе стохастических дифференциальных уравнений
..pdfприближения наблюдаемых на выходе сигналов при заданных сигналах на входе. Ясно, например, что при описании непрерывно го канала А2— В2 (см. рис. 1.2), организованного на радиолинии, было бы весьма затруднительно учесть все реальные преобразо вания электромагнитного поля в антеннах и свободном простран стве. Вместо этого такой канал обычно рассматривают как неко торый фильтр с определенной передаточной функцией или им пульсной переходной характеристикой, т. е. прибегают к феноме нологической модели.
Характеристики феноменологической модели канала, опреде ляющие связь его входных и выходных сигналов, т. е. описываю щие канал как некоторую динамическую систему, называют сис темными характеристиками (в отличие от таких, например, ха рактеристик, как волновое сопротивление, напряжение помех и т . п).
При описании стохастических каналов роль феноменологиче ских моделей особенно велика. Случайные факторы, оказываю щие влияние на передачу сигналов по реальным линиям связи,, как правило, столь сложны и многообразны, что учесть каждый, из них в отдельности нет возможности. Даже если соответствую щую структурно-физическую модель удается построить, сна из-за своей сложности оказывается малопригодной для построения ими таторов канала или синтеза алгоритмов приема сигналов. Поэто му при моделировании стохастических каналов обычно стремятся лишь воспроизвести с необходимой точностью статистические ха рактеристики случайного сигнала, наблюдаемого на приеме при действии этих факторов.
Модели непрерывных стохастических каналов, которые бази ровались бы на общей теории случайных операторов (например, [124]), пока мало разработаны. Используемые ныне модели ка налов можно отнести к типу структурно-детерминированных: за основу берется некоторая детерминированная модель, в которой часть параметров или характеристик заменяется соответствующи ми случайными величинами или функциями. Примерами могут служить модели каналов со случайными амплитудой и фазой, со случайной импульсной характеристикой и т. п. [54, 57, 58, 62, 75, 76, 97, 146, и др .].
С учетом отмеченного можно конкретизировать общую модель
(1.1.3), представив ее в виде |
|
|
|
|||
z(t, |
r ) = 9 { u a{t, г), 0(/, |
г)}+п(/, г), |
(1.1.4) |
|||
где ua(t, r )e U |
— входной |
сигнал с |
информационным параметром |
|||
(сообщением) |
a; |
Q{t, г ) е 0 — вектор |
некоторых случайных харак |
|||
теристик канала; |
9? — детерминированное отображение и х® =^5, |
|||||
где X — знак прямого произведения множеств. |
модели |
|||||
Представление |
(1.1.4) |
позволяет |
классифицировать |
|||
каналов по следующим трем признакам: |
|
|||||
способу представления оператора 2?\ |
канала |
|||||
способу представления |
случайных характеристик |
е а Г);
11
способу представления случайных помех п(£, г).
Оператор 9? может быть представлен в интегральной форме или в форме дифференциальных уравнений. Последнее представ ление является наиболее общим и пригодно как для линейных, так и нелинейных каналов. Иногда оба типа представления соче таются. При описании линейных каналов широко используется отображение переменных в частотную область с помощью преоб разований Фурье или Лапласа, что позволяет частично или пол ностью алгебраизировать соотношения вход — выход.
Что касается моделей случайных характеристик каналов и по мех, то в это понятие в зависимости от решаемой задачи вклады вается разный смысл. В широком смысле под моделью случайно го процесса или поля понимают любое указание на его класс и
вид вероятностных характеристик. В этом смысле |
говорят, на |
||
пример, |
о «гауссовских моделях», «марковских моделях» и т. п. |
||
В ряде |
задач теории связи |
достаточно, например, |
знать, что в |
(1.1.4) |
n(t, г ) — гауссовское |
поле с определенным |
энергетическим |
•спектром. В более узком смысле под моделью случайного процес са или поля понимают алгоритм формирования его реализаций, обеспечивающий получение заданных вероятностных характерис тик. Такие модели необходимы при создании имитаторов каналов и решении задач синтеза оптимальных алгоритмов приема сигна лов в некоторых каналах, поэтому в данной книге им уделяется основное внимание.
Вероятностные свойства непрерывного канала в целом могут быть описаны функционалом нормированной условной плотности
вероятности |
поля z(t, г), наблюдаемого |
на |
выходе в |
интервале |
|||
-времени [О, |
Г] |
и в |
области пространства |
Q, |
при подаче на |
вход |
|
сигнала иа( / ) : |
|
VSw •^ [ 0 . т ]■ г е Й - |
|
|
|||
|
Azu= |
<1Л-5> |
|||||
известным под |
названием отношения правдоподобия |
(ОП) |
[75, |
84, 86, 126, 138 и др.]. Применительно к сигналам, непрерывным по t и (или) г, правую часть (1.1.5) следует понимать как услов ную запись предела отношения соответствующих многомерных плотностей при бесконечном «сгущении» точек наблюдения (под робнее см. § 5.2).
Модель такого типа может быть построена на основе рассмот ренных выше и необходима при синтезе алгоритмов приема. Од нако в тех случаях, когда необходимо моделировать отдельные реализации выходных сигналов, как, например, при построении имитаторов, она мало пригодна, так как оказывается слишком общей.
Рассмотрим основные типы перечисленных выше моделей и связанных с ними системных характеристик каналов.
1.2. СИСТЕМНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ КАНАЛОВ Системные характеристики непрерывного канала могут быть введены на
основе любого из перечисленных выше представлений отображения вход — выход, однако на практике в основном используются характеристики, базирующиеся на
.12
интегральных представлениях во временной или частотной 'области. Поскольку они подробно описаны в [22, 54, 57, 58, 138 и др.], приведем лишь краткие све дения, необходимые для дальнейшего изложения.
1.2.1. Импульсные переходные характеристики
Рассмотрим непрерывный векторный ПВ канал с сосредоточенным входом, описываемый соотношением (1.1.4). Считая канал линейным, его реакцию (без аддитивных помех) s(/, г) в любой точке г наблюдаемой области пространства Q на входной сигнал и(£) можно представить в виде интеграла Дюамеля (сверт ки) [57]
|
|
|
|
00 |
|
|
|
s (f, г ) = # { и ( Г ) , |
H(t, т, г)> = |
Г Н (/, т, r )u (f — x)dz, |
( 1.2. 1) |
||
где г е й , |
/ е ( — оо, оо), |
|
+С0 |
|
|
|
Л,1(t, X, |
|
|
|
|
||
|
|
г) . |
him (U |
О |
|
|
|
Н (t, х, г) = |
hm (t, х, |
г) |
hpm |
г) ] |
|
|
|
|
||||
|
|
[ |
|
|
||
— матрица импульсных переходных характеристик (ИПХ) |
канала. Каждый ее |
|||||
элемент |
Л,-3-(/, т, г) выражает |
i-ю компоненту векторной реакции канала в момент |
t в точке г на дельта-импульс, поданный на /-й вход в момент t—т. Если вход ной сигнал u(t) скалярный, то H(f, т, г) ^— вектор-столбец. Здесь и далее, где это не вызывает недоразумений, нижний индекс а, указывающий на принадлеж ность сигналов определенному сообщению, опущен.
Следует заметить, что говоря о «точке г», в общем случае подразумеваем некоторый набор координат, смысл которых может варьироваться в зависимости от задачи. В качестве компонент вектора г могут выступать, в частности, обыч ные декартовы координаты (гь г2, г3) точки поля в трехмерном или двумерном пространстве (например, на решетке фотодетекторов, антенной решетке), углы прихода волн и т. п. При наличии одной координаты, интерпретируемой как угол места, говорят об угломестной ИПХ. В некоторых задачах связи, например при описании передачи цветных изображений, число дополнительных (кроме времени) координат сигнала может быть более трех.
Согласно представлению (1.2.1) преобразование сигнала в канале можно трактовать как распространение по многим лучам (путям), различающимся вре менным сдвигом х и коэффициентом передачи H(f, т, г). Такая модель хорошо согласуется с физическими представлениями о рассеянии и отражении от неодно родностей среды при распространении электромагнитных волн в пространстве, а также об искажениях сигналов в проводных линиях связи. Многолучевость может быть и дискретной, что характерно, например, для ионосферных радио каналов. Тогда
м
s (t, г) = |
2 Н* (t, Tft, г) u (t — Tft), |
(1.2.2) |
|
k-\ |
|
где Та — задержка в k-u луче; |
H/t(f, тл, г ) — его матричный |
коэффициент пе |
редачи.
Как видно из (1.2.1), в рассматриваемой модели канала пространственная переменная г играет роль векторного параметра, интегрирования по ней не про изводится. Иначе обстоит дело, если входной сигнал канала является простран
13
ственно-распределенным и(/, г), г е Л |
где Р — некоторая область |
пространства |
|||
в месте передачи. Тогда вместо |
(1.2.1) |
справедливо представление |
|
|
|
s (i, г) = |
X {u (i, р), Н (t, т, |
г, р)} = |
|
|
|
00 |
|
|
|
|
|
= J J Н (t, х, г, р) и (t — |
р) dzdp, |
( — оо, оо), г е |
2. |
(1.2.3) |
|
р —оо |
|
|
|
|
|
Заметим, что множества Р и Q могут иметь существенно различную струк |
|||||
туру; каждое из них может быть как односвязным, так и многосвязным |
(напри |
мер, при использовании нескольких антенн). В ряде практически важных случаев
множество Q |
дискретно и |
даже конечно — например, |
если ПВ сигнал s(/, г) |
||
представляет |
собой набор |
обычных |
«временных» сигналов, снимаемых |
с элемен |
|
тов приемного устройства |
(антенной |
решетки, решетки |
фотодетекторов |
и т. п.). |
Дискретность множества Р указывает на наличие дискретного набора излучаю
щих элементов на передаче. |
|
текущего времени t, |
В частном случае, когда ИПХ канала |
не зависит от |
|
т. е. Н(/, т, г) = Н(т, г), говорят о канале |
с постоянными |
параметрами1. Более |
точно такие каналы можно назвать стационарными или инвариантными к сдвигу во времени.
1.2.2. Характеристики каналов, основанные на ортогональных преобразованиях
Введение многих системных характеристик каналов основано на представлениях сигналов в виде рядов
оо
и ( 0 - 2 u W f .w |
(1 .2 .4) |
yssO |
|
или интегралов |
|
VI |
|
II (о = j U (V) ?> (О dv |
(1.2.5) |
VO |
|
по некоторым функциям yv (t), которые обычно считаются линейно независимыми или ортогональными при различных целых значениях v и образуют полную си стему (базис) в рассматриваемом пространстве сигналов2. Подставляя (1.2.4) в (1.2.1), приходим к модели
00
s <<, г) = |
2 я ((, |
V, г) U (V ) . |
1 2 |
. |
6 |
) |
|
|
|
( . |
|
||
|
v=rO |
|
|
|
|
|
где |
00 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Н (/, v, г) = |
J Н (/, X, |
r ) ? , ( / — x)dt. |
(1 .2 .7) |
|||
—00 |
|
|
|
|
|
1 Это название закрепилось в литературе, но оно не вполне точно, так как само понятие «параметры канала» имеет весьма широкий и нечетко очерченный смысл.
2 Здесь предполагается, что все компоненты векторной функции u (t) можно представить в одном и том же скалярном базисе. В противном случае необходи мо рассматривать векторный базис (<pv (*)}.
14
— системная характеристика ПВ канала в базисе (yv (*)}• Аналогично (1.2.5) дает
s (t, г) = |
VlГН (/, V, г) и (v) dv. |
(1.2.8) |
|
Vo |
|
Заметим, что исходную ИПХ канала Н( t, т, г) можно рассматривать как системную характеристику в базисе функций {6(f—1т)}.
Представление (1.2.6) имеет но сравнению с (1.2.1) то преимущество, что за меняет непрерывную модель дискретной. Кроме того, в ряде случаев оно отве чает реальному алгоритму формирования сигналов на передаче. Например, в си стеме передачи дискретных сообщений двоичными противоположными сигналами передаваемая цепочка символов (cto, <ii, ..., an) представляется канальным сиг налом:
N
|
|
М О |
= 2 |
— vr)« |
(1.2.9) |
|
|
|
v=0 |
|
|
где Т— таковый интервал; |
avS |
{ — 1, |
1}— коэффициенты, |
соответствующие |
|
переданным символам; |
и( 0 — элементарный сигнал, отвечающий одиночному |
||||
символу «1». В этом случае |
(1.2.6) |
имеет вид |
|
||
|
|
|
N |
|
|
|
|
sa(t> г) = 2 |
avs (*> v’ г)’ |
(1.2.10) |
|
где |
|
|
v=0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
00 |
|
|
|
s (t, |
v, г) = £ H (t, х, |
г) u (t — т — чТ)йт. |
(1.2.11) |
— СО
выражает реакцию канала на элементарный сигнал, задержанный на vT, и в рас сматриваемых условиях является весьма удобной и естественной системной ха рактеристикой канала. Для стационарного канала
s(/, v, г) = s (t—v7\ г).
Интегральное представление (1.2.8) в общем случае не имеет преимуществ перед (1.2.1). Однако если в качестве базиса разложения выбраны векторы соб ственных функций отображений скалярных компонент сигналов 1, т. е. функций, удовлетворяющих условию
= |
г) ?.,(/). |
(1.2.12) |
где "Кц— собственные числа указанных отображений, то |
(1.2.1) с учетом (1.2.4) |
|
приводится к чисто алгебраическому соотношению |
|
|
S(v, г) = L(v, |
r)U (v), |
(1.2.13) |
где матрица |
|
|
|
00 |
|
L (V. г) = Ц г/ (V, г )], S (V, г) |
= j 8 ((, г) |
у. (О Ш . |
|
—00 |
|
1 Можно рассматривать и собственные функции всего, отображения в про странстве векторных сигналов. Тогда в (1.2.13) вместо матрицы L войдут ска лярные собственные числа. Представление (1.2.13) при этом упрощается, но ценой усложнения собственных функций и методов их расчета.
15
Дня стационарных каналов собственными являются функции
|
|
?w(0 = е-*ш', |
|
|
(1.2.14) |
|||
у которых |
параметр v = © |
имеет |
смысл |
круговой |
частоты |
и (1.2.13) |
приобре |
|
тает вид |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
S(i©, |
r) = H(i©, |
r)U(ito), |
|
(1.2.15) |
||
где U(i©), |
S(i©, г ) — изображения по Фурье входного и |
выходного |
сигналов |
|||||
(векторы-столбцы с комплексными элементами); |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
оо |
|
|
|
|
|
Н (1 ©, г) = |
[hjk (i со, г)] = |
j |
Н (*, |
г) е” 1m'dz |
(1.2.16) |
||
|
|
|
|
—00 |
|
|
|
— матричная передаточная функция или, иначе, передаточная матрица вектор ного ПВ канала. Элемент Я,*(i©, г) передаточной матрицы выражает комплекс ную амплитуду /-й компоненты реакции канала в точке г на гармоническое воз действие с частотой © на k-м входе.
Передаточная матрица в смысле (1.2.16) или равноценного определения через преобразование Лапласа наряду с ИПХ является основной системной характе ристикой векторного ПВ канала.
Это понятие можно распространить и на нестационарные каналы, но в этом случае функции (1.2.14) для оператора 2? уже не являются собственными, пере даточная матрица зависит от текущего времени / и соотношение вход — выход (1.2.1) сохраняет интегральный вид:
00
S(‘ . О = 2 r J Я (/. i ю, гjU (i to) е1 |
(1.2.17) |
—00 |
|
Однако для моногармонических и (приближенно) узкополосных векторных
сигналов n{t) с компонентами |
|
Uk(t)=Uh(t) cos [© oH -M O L Я=1, 2, ..., т, |
(1.2.18) |
где Uh{t) и вк(0 — амплитуды и фазы, достаточно медленно меняющиеся по сравнению с колебанием частоты ©о» соотношение (1.2.17) можно записать в алгебраической форме. Для этого представим передаточную матрицу в виде
Н(/, i©, r)— Hx(t, ю, г)-|чН„(г, ©, г) = [ft*jh(f, ©, r)]+i[H vjk(t, ©, г)],
(1.2.19)
где Н*(/, ©, г), Hv(t, ©, г ) — квадратурные компоненты передаточной матрицы канала, или в эквивалентном виде
nih(t, i©, г) = YJh(t, <о, г) exp [iq>i*(f, ю, г)], |
(1.2.20) |
где
Yjk |
г) = |/"%2xjk (*• |
r) + hZyjk (*» (0* г) » |
<?jk(t, ©, r) = arctg [hyjk(t> ®» r)/Xc/ft(*» ®» г)]
16
— соответственно модуль и фазовый угол комплексного коэффициента передачи ПВ канала в точке г от k^ro входа к /-му выходу. Тогда
т |
|
|
|
|
sj (*> г) = 2 |
(*. “ о» О cos К / + 0ft (/)] —~hyjk (t, ш0, г) sin [w0f + |
|||
ft=i |
|
|
|
|
+ 0ft (01 = ^/ft(*. “ о. г) cosw„* — У/й(/, |
ы0, г) sin<*>0^}, |
(1.2.21) |
||
где |
г) = R Xjk(t, |
coo, г) cos 0л—hVih{t, |
|
|
®о, |
©о, г) sinGfc, |
|
||
Yjk(t, «о, |
г) = H xjk(t, |
Wo, г) cosO*+HVjfc(<, |
©0, r) sin6ft |
|
— квадратурные компоненты выходных сигналов. Во многих случаях в приведен ных соотношениях можно положить все 0л=О.
В более общей записи
s(t)=Hx(t, too, r)u(f)— Hv(t, ©о, г)u(/)t |
(1.2.22) |
где V — знак сопряжения по Гильберту.
Аналогичные соотношения можно записать и для многолучевых каналов. Со ответствующие примеры приведены в разд. 1.5.2.
Наряду с рассмотренными системными характеристиками для ПВ каналов иногда вводят передаточные функции, связанные с ИПХ преобразованием Фурье по переменной t или по пространственным координатам г, а также преобразова нием Френеля по г [57].
Системные характеристики ПВ каналов, основанные на интегральных пред ставлениях отображения вход — выход, отличаются простотой, удобны для иден тификации по измерениям на реальных каналах и позволяют определить выход ной сигнал в явном виде, вследствие чего широко распространены при описании каналов различных видов, как детерминированных, так и стохастических. Систем ные характеристики стохастического канала необходимо рассматривать как неко торые случайные функции (процессы или поля). Для них можно использовать различные модели, однако, как будет показано ниже, особенно широкими воз можностями обладают модели в форме стохастических дифференциальных урав нений. Они рассматриваются в § 1.4. Особенности характеристик реальных кана лов различных видов освещены в § 1.5.
1.3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УРАВНЕНИЯ НЕПРЕРЫВНЫХ КАНАЛОВ СВЯЗИ
1.3.1. Уравнения канала с сосредоточенными параметрами.
Метод переменных состояния
Модели каналов, основанные, на интегральных представлениях выходных сигналов с использованием введенных выше системных характеристик, имеют ряд важных достоинств, однако позволяют описывать лишь линейные каналы. От этого ограничения свобод ны модели в виде дифференциальных уравнений.
Для непрерывных каналов без пространственных координат наиболее общей формой описания являются системы дифферен циальных уравнений первого порядка относительно переменных
2—3490 |
17 |
состояния. Так называют некоторую минимальную совокупность величин, содержащих на текущий момент времени V всю инфор
мацию о предыстории |
системы |
(канала) |
при |
необходимую |
для полного описания |
выходных |
сигналов |
при t > t ' |
Понятие со |
стояния играет фундаментальную роль в современной теории ди намических систем и может быть определено для весьма широ кого их класса [37, 45, 46, 50 и др .].
В общем случае уравнения состояния непрерывной нелиней ной системы с сосредоточенными параметрами, записанные в век торной форме, имеют вид
|
|
- ^ - = <p[x(f), и (0 , /], |
|
|
(1.3.1) |
|||
где |
и (^ )— вектор |
входных сигналов; |
х ( / ) — вектор |
состояния; |
||||
<р(х, и, t) — некоторая векторная |
функция x (f), |
и (/) и времени t. |
||||||
Они дополняются уравнениями наблюдения |
|
|
|
|||||
|
|
s(0=4>[x(/), |
|
u (t), t], |
|
|
|
(1.3.2) |
«связывающими вектор выходных |
сигналов |
s (t) |
с вектором состо |
|||||
яния |
и входными |
сигналами, |
где ф(х, |
u, |
t ) — также |
некоторая |
||
векторная функция. |
каналов |
можно |
ограничиться ме |
|||||
Для большинства реальных |
нее общей моделью в виде уравнений состояния, линейных отно сительно входных сигналов, и линейных уравнений наблюдения1:
-^ - = f(x, f) + G(x. t) u(f). |
(1.3.3) |
s ( 0 = C ( / ) x ( / ) + D ( 0 u ( 0 , |
(1.3.4) |
где f(x, t) — некоторая векторная функция; G(x, t), |
C (?), D(^) — |
в общем случае матричные функции. Если вектор входных сигна
лов канала, |
как это принято в разд. 1.1.2 |
(см. рис. |
1.3), |
имеет |
|
размерность |
т, вектор выходных сигналов — размерность |
р, |
а |
||
размерность |
вектора состояния выбрана |
равной п, |
то f(x, |
t) |
— |
л-мерный вектор; G(x, t)— /гХя*-матрица; С (£)— рХ^-матрица; D (t) —p X w -матрица.
Линейные каналы описываются полностью линейными уравне
ниями состояния и наблюдения: |
|
+ |
(1.3.5) |
s(<)=C(/)x(/)+D(/)u(0, |
(1.3.6) |
где F {t)—лХя-матрица. Такая модель наиболее широко |
распро |
странена, так как свойства большинства реальных сред |
переда |
чи становятся нелинейными только при очень |
больших сигналах, |
|
которые на практике не используются. Если |
параметры канала |
|
не зависят от времени, то |
все матричные коэффициенты в (1.3.5) |
|
1 Здесь и далее, где это не |
вызывает недоразумений, полная запись типа |
|
f[x (/), t] заменена сокращенной |
f(x, t). |
|
18
и (1.3.6) постоянны, а в (1.3.1) — (1.3.4) отсутствует явная зави симость нелинейных функций от t.
Разумеется, все приведенные выше уравнения состояния и на блюдения определяют выходные сигналы канала лишь тогда, когда заданы определенные начальные условия х (/0) = х 0.
Дифференциальное уравнение n-го порядка может быть пред ставлено в виде уравнений состояния различными способами [15, 22, 46, 79 и др .]. Для линейных систем в качестве переменных состояния при этом выбираются выходной сигнал и его производ ные или их линейные комбинации. Обратное не всегда возможно: уравнения состояния некоторых систем не сводимы к одному уравнению. Следовательно, даже в классе линейных моделей уравнения состояния обладают наибольшей общностью.
При описании стохастических каналов, т. е. каналов, для ко торых отображение 2? полезного сигнала в (1.1.4) носит случай ный характер, все или некоторые из элементов матричных и век
торных |
коэффициентов приведенных выше уравнений (F(t), G(/) |
и др.) |
следует рассматривать как случайные величины или про |
цессы. Они, в свою очередь, могут быть определены моделями в форме стохастических дифференциальных уравнений, рассматри ваемых в § 1.4.
Для линейных уравнений состояния (1.3.5) известна общая
формула решения |
[22, 46 и др.] |
|
х (0 = |
Ф (Л г.) х (<,) + 1Ф (/, Е) G (5) и (?) rfE, |
(1.3.7) |
to
где <D(f, to )— переходная матрица состояний, определяемая как решение матричного дифференциального уравнения
|
|
|
d<b(Uft) |
=р(<)ф(<| |
g |
(1.3.8) |
|
При F(tf), |
не |
зависящем |
от |
времени |
(F (/)= F ) |
матрица име |
|
ет вид |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ф(<, y |
= |
e ('_ ,'>)F |
|
(1.3.9) |
Известны методы |
ее |
расчета |
и для нестационарных |
систем. |
|||
С учетом |
(1.3.7) |
и уравнения наблюдения (1.3.6) выходной |
|||||
сигнал векторного канала |
|
|
|
|
$(/) = С (<)Ф (/. < .)х (у + |С(<)Ф(<. Е) G (Е) и (?) dE+D (<) u (t). (1.3.10) ^0
Сравнивая (1.3.10) с (1.2.1), нетрудно заметить, что при от сутствии пространственных координат и to— — х(/ 0) = 0 , D = 0 эти выражения совпадают по форме записи, и следовательно, ка нал, описываемый (1.3.5), (1.3.6), имеет матрицу ИПХ
Н (/, т )= С (0 Ф (* . /—t)G (f—т). |
(1.3.11) |
2* |
19 |
Полученное соотношение устанавливает связь между двумя типами моделей каналов — в форме уравнений состояния и инте гральных представлений отображения вход — выход.
Наряду с отмеченными у метода переменных состояния имеют ся и такие преимущества, как удобство для моделирования урав нений на цифровых и аналоговых ЭВМ, наличие эффективных методов их анализа и синтеза, а в системах со случайными воз действиями— возможности построения рекуррентных алгоритмов оптимальной обработки сигналов.
J.3.2. Уравнения ПВ каналов
Пространственно-временной канал связи представляет собой некоторую динамическую систему с распределенными параметра ми и может быть описан дифференциальными уравнениями в •частных производных. Если говорить о моделях, отражающих по своей структуре физику реальных процессов в канале, то следует иметь в виду, что в настоящее время в качестве сигналов передачи информации практически во всех случаях используют те или иные волновые процессы: электромагнитные волны, упругие (акустиче ские) колебания в воздушной, водной и в других средах. Таким образом, основной структурно-физической моделью векторного непрерывного ПВ канала является уравнение затухающих волн, JB общем случае имеющее вид [119; 139]
+ |
+ |
г) = As(f, r) + u(f. Г). |
|
|
|
|
(1.3.12) |
где |
|
|
|
A =='!F57 |
+ ••• + ~WT |
(1.3.13) |
|
— оператор Лапласа; а (г), |
р (г), |
у (г) — некоторые |
матричные |
функции координат. |
|
|
|
В частном случае при скалярных сигналах и одной простран ственной координате (1.3.12) описывает распространение волн вдоль линии и известно под названием телеграфного уравнения. При р ( г ) = у (г ) = 0 получается обычное волновое уравнение, опи сывающее колебания в среде без потерь.
Уравнение (1.3.12) решается при определенных начальных ус ловиях
s (*,. r) = s,(r). |
ds (t, г) |
(1.3.14) |
|
dt |
|
и граничных условиях того или иного типа [119], заданных на границе Г области наблюдения П ПВ сигнала. Для некоторых простых частных случаев решение (1.3.12) удается представить в виде явного интегрального выражения типа (1.2.1) [119].
В качестве феноменологических моделей ПВ каналов могут рассматриваться уравнения в частных производных в принципе
20