Наукоемкие технологии Учебно-методическое пособие для студентов специальности 27.03.05 Инноватика

Рисунок 2

На рисунке 3 представлена схема ЧМн. Частота автоколебаний f =

2√1 Σ, где Σ = + .

Рисунок 3

Выполнение работы

Необходимо обратиться к компьютерной программе TOS [8] и

вывести на осциллограф сигналы с блоков 1 и 5 для всех видов манипуляций. Зарисовать осциллограммы и представить их в отчете,

сделать выводы по работе.

10

Лабораторная работа №3

Сравнение помехоустойчивости при различных видах манипуляций

[ ]

Краткие теоретические сведения.

Если колебанию с ФМн на 180˚ добавить колебание его несущей частоты, одинаковой с ним амплитуды, то ФМн преобразуется в АМн,

импульсы которой в 2 раза больше по амплитуде, чем у ФМн. При этом мощность колебаний АМн будет в 4 раза больше мощности колебаний ФМн при равных помехоустойчивостях. Если же амплитуды этих колебаний будут равны между собой, то мощность ФМн колебаний будет в 4 раза больше мощности АМн колебания. ЧМн состоит из двух АМн.

Значит помехоустойчивость ЧМн в 2 раза меньше, чем у ФМн и в 2 раза больше, чем у АМн. ОФМн по методу сравнения фаз имеет помехоустойчивость ЧМн, а по методу сравнения полярностей она больше чем у ЧМн, но меньше чем у абсолютной ФМн. Это сравнение по энергетике. Помехоустойчивость чаще всего оценивается вероятностью ошибки, то есть отношением неправильно принятых импульсов к общему числу переданных импульсов.

Выполнение работы

Обратиться к компьютерной программе TOS [8] и найти гистограмму в зависимости от σп2, на импульсах которой указано число

зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум при различных видах манипуляций. Сделать выводы по работе.

12

Лабораторная работа №4

Повышение помехоустойчивости радиосвязи при использовании

БНП

Краткие теоретические сведения.

БНП – блок нелинейного преобразования, в качестве которого можно использовать любой нелинейный элемент. Последним является устройство с нелинейной вольт-амперной характеристикой (ВАХ) например диод, усилитпель-ограничитель и.т.д. Важной особенностью БНП является способность подавления в нем слабого сигнала более сильным. Если помеха будет меньше сигнала, то она будет подавлена в БНП.

Выполнение работы

Обратиться к компьютерной программе TOS [8], использовать сигналы с блоков 1 и 13 программы приёмопередатчика АМ-сигнала с помехами. На выходе блока 1 формируется передаваемый сигнал в виде импульсов, а на выходе блока 13 принятый сигнал, искаженный помехами в виде сдвоенных импульсов и пр. Подбирая нелинейные устройства (нелинейную характеристику) добиться чтобы импульсы с блоков 1 и 3 совпадали между собой с учетом задержки. Аналогично можно повысить помехоустойчивость радиосвязи с ЧМн и ФМн. Сделать выводы по работе.

13

Лабораторная работа №5

Способ повышения избирательности радиосигналов в приемнике

Краткие теоретические сведения.

Во избежание приема дополнительных каналов на промежуточных и более коротких волнах используются приемники супергетеродинного типа с преобразованием (понижением) частоты входного сигнала fс до промежуточной частоты fпр. В таких радиоприемниках повышается избирательность как по соседнему каналу

σс, так и по зеркальному (симметричному) каналу σз, частота которого fз

отстоит от частоты сигнала fс на две промежуточные частоты (2fпр)

согласно рисунку 1.

K

fпр fпр

Рисунок 1. Подавление зеркального канала частотным преселектором С точки зрения избирательности по соседнему σс и зеркальному σз

каналам требования к величине промежуточной частоты fпр

противоположенные: для повышения σз необходимо иметь высокую fпр, а

для повышения σс – низкую. Поэтому на практике используют не одно, а

два и более преобразования частоты с разными значениями fпр. Однако с увеличением числа преобразований растут комбинационные искажения преобразованного сигнала. Для их минимизации желательно использовать одно преобразование частоты. Однако при одном

14

преобразовании частоты заметно усложняется и удорожается приемник,

что можно видеть на примере радиостанций системы «Транспорт». Для устранения указанных недостатков предлагается [9] использовать приёмник с одним преобразованием частоты и с дополнительным фазовым преселектором.

Структурная схема радиоприемника с одним преобразованием частоты и фазовым преселектором, обведенным пунктирной линией,

представлена на рисунке 2.

Рисунок 2. Схема приемника с фазовым преселектором.

На схеме обозначено: А – антенна, ВУ – входное устройство, УРЧ

– усилитель радиочастоты, П1,П2 – преобразователи частоты, Г – гетеродин, ФВ – фазовращатель на 90°, RC;CR – RC-цепочки, ОА1,ОА2 –

усилители-ограничители амплитуды, ФИ – фазоинвертор, Σ – сумматор,

ФСС – фильтр сосредоточенной селекции, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, ЧД – частотный детектор, УЗЧ – усилитель звуковой частоты, Д – динамик. Блоки ВУ и УРЧ образуют частотный преселектор, работа которого поясняется рисунком 1. Этот рисунок напоминает две боковые полосы частот, несущие различную

15

информацию. Детектирование такого сигнала осуществляется фазовым способом, к чему сводятся преобразователи частоты после введения дополнительного фазового преселектора.

Фазовый преселектор представляет собой второй параллельный квадратурный преобразователь частоты с полосовым фазовращателем

(ПФВ) на 90°. Используется также и фазоинвертор ФИ, поскольку fc

может быть как меньше, так и больше частоты fг.

Отметим, что хотя и используется второй преобразователь частоты, но он параллельный первому, и поэтому имеет место одно преобразование частоты. При этом сигналы частоты fс обоих преобразователей складываются в сумматоре, а колебания частоты fз

взаимно компенсируются.

Подавление зеркального канала происходит следующим образом.

На входы преобразователей П1 и П2 поступают сигналы основного uc(t)

и зеркального uз(t) каналов, т.е.

uвх(t) = uc(t) + uз(t) = Ucsin[ωct + θc(λс,t) + Uзsin[ωзt + θз(λз,t)],

где θc(λ,t) – функция составляющей фазы сигнала, несущая информацию о передаваемом сообщении λ(t).

На другие входы этих перемножителей подаётся колебание uг(t)=Uгsinωгt, у которого ωг>ωс, непосредственно или через ФВ на 90˚

согласно рисунку 1.

На выходах преобразователей П1 и П2 получаются колебания: un1(t) = uвх(t)uг(t) = 0,5UcUг cos[(ωг − ωс)t − θc(λc,t)] +

+0,5UзUг cos[(ωз − ωг)t + θз(λз,t)] + ВЧ,

un2(t) = uвх(t)ûг(t) = −0,5UcUг sin[(ωг − ωс)t − θc(λc,t)] + +0,5UзUг sin[(ωз − ωг)t + θз(λз, t)] + ВЧ,

16

где ωг − ωс = ωз − ωг = ωпр – промежуточная частота.

В блоке ПФВ на 90° синусоидальные составляющие преобразуются в косинусоидальные, а в сумматоре ∑ устраняется

зеркальный канал:

uΣ(t) = un1(t) − ûп2(t) = UcUг cos[(ωс − ωг)t + θc(λc,t)] + ВЧ.

Высокочастотная (ВЧ) составляющая устраняется в блоке ФСС.

Отметим, что известные полосовые фазовращатели на 90˚

речевого сигнала имеют относительно большую погрешность фазового сдвига Δφ=2-3˚, что позволяет подавить вторую боковую полосу частот АМ сигнала менее чем на 40 дБ (≈30 дБ). Этого недостаточно для подавления зеркального канала фазовым преселектором, в связи с чем авторами был разработан [3] ПФВ на 90˚ с погрешностью до единиц минут, при которых σз=80 дБ.

Разработанный авторами полосовой ФВ на 90˚ (ПФВ) состоит из двух идентичных последовательных RC-цепочек, включенных параллельно и в обратном порядке (рисунок 3а). Две RC-цепочки позволяют иметь сигнал с конденсатора Uс и с активного сопротивления

UR относительно общего провода (земли), которые всегда сдвинуты между собой по фазе на 90˚, о чем говорит символ j=90˚=const в

сопротивлении конденсатора = 1С. Это можно представить

прямоугольным треугольником, вершина прямого угла которого находится на окружности, а его гипотенуза совпадает с её диаметром, как показано на рисунке 3б. Поскольку j=90˚=const, то погрешность фазового сдвига Δφ=0, что подтверждается компьютерным моделированием в таком ПФВ. Но разница уровней Uc и UR может быть значительной

(рисунок 3б), что надо учесть при подавлении зеркального канала.

17

а) б)

Рисунок 3. Полосовой фазовращатель и его векторные диаграммы.

При этом известная [13] формула подавления второй боковой полосы частот при заданных условиях и фазовом способе преобразования

Согласно формуле (1) при α=1 значение аф = ∞, т.е имеет место полное подавление зеркального канала. Если же Δφ≠0, а α=1 значение аф определяется по формуле (2). Добиться α=1 в нашем случае несложно,

поставив усилители-ограничители на выходах RC- и CR-цепочек,

устранив незначительную разницу амплитуд. Эта разница определяется тем, что промежуточная частота fпр=456 кГц изменяется незначительно,

только в пределах половины полосы частот fк, которая для поездной

18

радиосвязи (ПРС) fк=12 кГц, для станционной (СРС) fк=18,8 кГц. На рисунке 4 представлена зависимость аф=f(Δφ) при α=1, рассчитанная по формуле (2).

Рисунок 4. Степень подавления зеркального канала фазовым преселектором.

Видно, что аф=80 дБ при Δφ=2', что реально. Такое подавление зеркального канала позволяет снизить fпр до 100 кГц и тем самым обеспечить избирательность по соседнему каналу σс≥80 дБ.

Выполнение работы

По заданному R = 1 кОм рассчитать емкость конденсатора С, при условии, что R = ωc1 для fпр=456 кГц. Снять зависимость погрешности Δφ

по осциллографу, изменяя частоту f от 100 Гц до 100 МГц. Построить зависимость аф=f(α) в пределах заданной полосы частот.

19